L'idée de créer un multiplicateur de fréquence simple, de haute qualité et compact est née lorsque j'ai eu besoin d'augmenter la fréquence de référence du générateur d'horloge du générateur DDS AD9956 de 10 MHz à 100 MHz. J'ai commencé à envisager diverses options, puis je suis tombé sur le microcircuit ICS601-01 (coût sur Ali ~5-6$). Cette puce à montage en surface fonctionne avec une fréquence d'entrée de 10 MHz à 27 MHz et la multiplie jusqu'à un maximum de 157 MHz. De plus, le coefficient de multiplication est fixé par les 4 pattes externes, en générant un code de gain numérique, ce qui est très pratique si vous devez changer rapidement la fréquence de sortie. Le signal de sortie est une onde carrée, ce qui constitue un avantage pour la synchronisation des circuits numériques.
Cependant, lorsque j'ai ouvert la fiche technique, je n'ai pas vu le schéma habituel d'un projet type. C’est à ce moment qu’est née l’idée d’écrire cet article.
Ainsi, le brochage du microcircuit est illustré dans la figure ci-dessous.
J'ai fait une pause sur tout Internet et après avoir fouillé dans les forums, il a été décidé d'assembler un multiplicateur selon le schéma suivant ci-dessous. Je devais prévoir deux sorties, mais vous pourriez très bien ne pas utiliser la deuxième sortie. Les résistances R2, R3 font 33 Ohms chacune ; cette valeur est recommandée par le fabricant. La valeur de la résistance R1 n'est pas critique ; elle court-circuite la broche REFEN à la masse, désactivant ainsi la sortie REFOUT avec une fréquence tampon (personnellement, je l'ai réglée sur 1 kOhm). Tous les condensateurs du circuit sont standard, C1, C2 et C3 le fabricant recommande des valeurs de 10, 0,1, 0,01 μF, et les condensateurs C4 et C5 sont des condensateurs typiques du stabilisateur 7805. Il n'est pas nécessaire d'installer le stabilisateur lui-même, il est tout à fait possible d'alimenter le circuit 5 V de l'extérieur, mais j'en ai décidé ainsi. L'alimentation du microcircuit n'est pas non plus critique, de 3 à 5 volts.
En général, rien de compliqué, le code du coefficient numérique est réglé par des dip switch, mais rien n'empêche de faire des jumpers durs.
La planche était facilement disposée sur une couche, la seconde était remplie d'un polygone de terre. Le diagramme résultant a été envoyé en Chine. Je joins le projet Gerber à l'article.
En conséquence, après quelques semaines, j'ai reçu ma commande et j'ai commencé l'assemblage et les tests. La photo ci-dessous montre le multiplicateur assemblé.
Après l'installation, j'ai commencé à tester le fonctionnement du multiplicateur. Pour plus de clarté, je joins des photographies d'oscillogrammes.
J'ai été très satisfait des résultats du multiplicateur. Je recommande à toute personne intéressée par ce microcircuit de regarder toute la gamme de microcircuits ICS601. Divers jetons multiplicateurs, avec diverses fonctions supplémentaires.
J'espère que l'article aidera quelqu'un. Fréquence stable à tous !
Liste des radioéléments
| Désignation | Taper | Dénomination | Quantité | Note | Boutique | Mon bloc-notes |
|---|---|---|---|---|---|---|
| D1 | Multiplicateur/diviseur | ICS601-01 | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| U1 | Régulateur linéaire | LM7805 | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| R1 | Résistance | 1 kOhm | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| R2, R3 | Résistance | 33 ohms | 2 | Vers le bloc-notes | ||
| C1 | Condensateur | 0,01 µF | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| C2 | Condensateur | 0,1 µF | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| C3 | Condensateur | 1 µF | 1 | Vers le bloc-notes | ||
| C4 | Condensateur | 10 µF | 1 |
Doubleur sur une étape à poulies. Le dispositif (Fig. 14.18) est assemblé à l'aide de deux transistors de conductivités différentes. A l'état initial, les deux transistors sont fermés. L'entrée est un signal harmonique. La polarité positive du signal d'entrée active le transistor VT1 et coupe le transistor VT2. Courant de transistor circulant VT1 crée une chute de tension aux bornes des résistances R3 Et R4. La première sortie aura un signal en phase avec le signal d'entrée et la deuxième sortie aura un signal déphasé. Si les résistances des résistances sont égales R3 Et R4 les amplitudes de ces signaux seront égales. La demi-onde négative du signal d'entrée fermera le transistor VT1 et ouvre le transistor VT2. Sur Sortie 1 un signal apparaîtra qui est déphasé par rapport au signal d'entrée, et Sortie 2- sera en phase avec le signal d'entrée. Ainsi, lorsqu'un signal sinusoïdal est appliqué à l'entrée, Sortie 1 toutes les demi-ondes seront positives, et Sortie 2- négatif. Le doubleur fonctionne dans la gamme de fréquences de 200 Hz à 20 kHz.
Riz. 14.18 Fig. 14h19
Doubleur de transistors. Le doubleur (Fig. 14.19) est constitué de deux transistors. Le premier transistor fonctionne dans un circuit avec une charge collecteur-émetteur et son coefficient de transmission est égal à l'unité. Le deuxième transistor fonctionne dans un circuit avec OB. Le signal d'entrée crée au niveau de l'émetteur VT2 courant présent à la charge du collecteur R3 crée une tension égale en amplitude à la tension d'entrée. Ainsi, l'alternance positive du signal harmonique traverse le transistor VT1Et attribué à la résistance R3avec déphasage de 180°, et la demi-onde négative traverse le transistor VT2 sans changement de phase. En conséquence, la tension aux bornes de la résistance R3 aura la forme obtenue après rectification double alternance du signal d'entrée. Le doubleur fonctionne sur une large plage de fréquences, déterminée par le type de transistors utilisés.
Multiplicateur de transistors. Le circuit de doublement de fréquence pour le signal harmonique d'entrée (Fig. 14.20) se compose de deux étages. Chaque étape augmente la fréquence du signal de 2 fois. Une alternance positive du signal d'entrée d'une amplitude de 0,5 V ouvre le transistor VT2. La demi-onde négative traverse le transistor VT1. Ces deux signaux sont additionnés aux bornes d'une résistance R2. Transistor VT2 inverse le signal d'entrée, un VT1- ne s'inverse pas. Sur une résistance R2 un signal de redressement double alternance est généré. Ce signal est transmis via un émetteur suiveur au deuxième étage. L'amplitude du signal de sortie du répéteur est de 0,6 V.
Riz. 14.20 Fig. 14.21
Multiplicateur de diodes. La tension harmonique d'entrée (Fig. 14.21) est fournie au transformateur. L'enroulement secondaire du transformateur comprend deux chaînes de déphasage. Dans ceux-ci, la phase du signal harmonique se décale de 120°. En conséquence, des signaux déphasés traversent les diodes. A la résistance d'entrée du transistor, ils sont additionnés. La troisième harmonique du signal pulsé total est isolée par le circuit. Les calibres des éléments des chaînes de déphasage sont conçus pour une fréquence de 400 Hz.
Riz. 14.22
Doubleur de fréquence du détecteur. Ce doubleur (Fig. 14.23) est basé sur un redressement double alternance utilisant deux transistors VT1 Et VT2. La demi-onde négative de la tension de sortie de l'ampli-op traverse le transistor VT1, et positif - via un transistor VT2. Résistances R6 Et R8 sont choisis pour être identiques, donc les coefficients de transmission des deux demi-ondes sont égaux. Pour éliminer les distorsions dans la forme du signal de sortie causées par l'influence de la section initiale de seuil des caractéristiques du transistor, un amplificateur opérationnel avec rétroaction non linéaire est utilisé. Avec potentiomètre R2 la sortie de l'ampli-op est réglée sur une tension correspondant à une distorsion minimale du signal de sortie. Le doubleur fonctionne bien avec un signal d'entrée triangulaire. Jusqu'à dix circuits multiplicateurs peuvent être connectés en série pour cette forme d'onde d'entrée.
Riz. 14.23 Fig. 14.24
Riz. 14h25
Doubleur différentiel. Le doubleur de fréquence (Fig. 14.24) est constitué d'un émetteur-suiveur monté sur un transistor VT1, et un étage amplificateur construit sur un transistor VT2. Le signal d'entrée via le condensateur C1 entre dans la base du transistor VT1. Au niveau de l'émetteur, ce signal s'ajoute au signal qui traverse le transistor VT2. Transistor VT2 fonctionne en mode non linéaire. Il laisse passer les alternances négatives du signal d'entrée. Le signal d'entrée à phase inversée sera soustrait du signal de l'émetteur suiveur. Le niveau des signaux en interaction peut être ajusté à l'aide de résistances R4 Et R5. Résistance R4 contrôle l'amplitude de la demi-onde négative et la résistance R5 régule le rapport entre le signal de l'émetteur et le signal du collecteur.
Doubleur de fréquence d'onde carrée. Appareil (Fig. 14.25, UN) convertit un signal d'entrée harmonique en un signal d'onde carrée à double fréquence. Le signal d'entrée entre dans les émetteurs des transistors VT1 Et VT2. Transistor VT1 fonctionne en mode limité. Le deuxième transistor limite également le signal, mais grâce au condensateur C1, le signal de sortie est décalé de 90° par rapport à l'entrée. Deux signaux limités sont additionnés via des résistances R6 Et R7. Signal bipolaire total utilisant des transistors VT3 Et VT4 converti en un signal double fréquence. Les diagrammes de signaux en différents points sont présentés sur la Fig. 14h25, b. Le doubleur fonctionne sur une large gamme de fréquences allant de 20 Hz à 100 kHz. Cette plage peut être couverte en utilisant la capacité appropriée du condensateur C1. Le signal d'entrée doit avoir une amplitude d'au moins 2 V.
Multiplicateur de rémunération. Le multiplicateur de fréquence de type compensation (Fig. 14.26) est construit sur un seul transistor. Le signal limité en amplitude est additionné à un signal d'entrée harmonique aux bornes d'une résistance. R1 Dans Deevlta, un signal est généré en sortie dont la fréquence est 3 fois supérieure à la fréquence du signal d'entrée. La forme d'onde de sortie n'est pas parfaitement harmonique. Ce signal doit passer à travers un filtre pour réduire le niveau des harmoniques élevées. La forme d'onde est fortement influencée par le niveau d'écrêtage du transistor. Aux petits angles de coupure du signal de sortie, les composantes spectrales haute fréquence sont considérablement réduites. Dans le même temps, l’amplitude de la troisième harmonique diminue.
Riz. 14.26 Fig. 14.27
Diviseur d'ampli opérationnel. Diviseur (Fig. 14.27, UN) construit sur la distribution en quadrants du signal total à la sortie de l'ampli opérationnel. Sur Entrée 1 un signal d'oscillateur local d'une amplitude de 0,1 V est généré, Entrée 2 - signal converti. La dépendance de l'amplitude du signal de sortie sur le signal converti est représentée sur la Fig. 14.27, b.
Multiplication de fréquence Il s’agit du processus de production de vibrations dont la fréquence est un multiple de la fréquence de la vibration originale.
La multiplication de fréquence est utilisée si, pour une raison quelconque, il est impossible d'obtenir une oscillation avec la fréquence requise (à des fréquences de plusieurs centaines de mégahertz et plus) ou s'il est nécessaire d'obtenir une fréquence d'oscillation avec une précision d'un multiple d'une certaine fréquence.
La multiplication de fréquence peut être réalisée par trois méthodes :
- méthode de l'angle de coupure ;
- procédé d'obtention de fréquences à l'aide d'une séquence d'impulsions périodiques (PPS) ;
- une méthode d'obtention de plusieurs fréquences à l'aide d'une impulsion radio.
Méthode de l'angle de coupure
Cette méthode est utilisée pour obtenir une vibration harmonique avec un multiple de la fréquence à partir d’une autre vibration harmonique. Pour obtenir une oscillation avec la fréquence requise, il est nécessaire de transformer le spectre du signal d'entrée (introduire de nouvelles composantes harmoniques dans le spectre). Pour transformer le spectre, un élément non linéaire fonctionnant en mode coupure est utilisé. Pour ce faire, la position du point de fonctionnement est fixée, à l'aide de la tension de polarisation U 0, en dehors de la caractéristique courant-tension de l'élément (Figure 26). Dans ce cas, l'élément ne s'ouvre qu'au moment où la tension du signal d'entrée Uin atteint une certaine valeur initiale Un. Quand Uin
Figure 26 - Pour expliquer le mode de fonctionnement d'un élément non linéaire lors de la multiplication de fréquence
L'angle de coupure peut être déterminé à partir de l'expression
parce que ? = (Un— U 0 )/ Euh (36)
où Um est l'amplitude de l'oscillation d'entrée.
L'amplitude des impulsions de courant de sortie est déterminée par l'expression
Je suis = SÉpouser? Euh(1 — parce que q) (37)
Le spectre de la séquence périodique résultante contient de nombreuses composantes situées à des fréquences multiples de la fréquence du signal d’entrée. L'amplitude de ces composantes est déterminée par l'expression
je suis k= unk(q) ? Je suis (38)
où Im k est l'amplitude de la k-ième composante du spectre de réponse ;
a k (q) est le coefficient de proportionnalité pour la kième composante spectrale ;
Im est l'amplitude des impulsions de courant de sortie.
Les coefficients a k (q) dépendent de l'angle de coupure et sont déterminés par les fonctions de Berg. Les graphiques des fonctions de Berg pour la composante constante et les trois premières harmoniques sont présentés à la figure 27.
Figure 27 - Graphiques des fonctions de Berg
Pour déterminer les coefficients, il est nécessaire de déterminer les valeurs de a k pour toutes les fonctions à l'angle de coupure q requis. Par exemple, il faut déterminer les coefficients de proportionnalité pour q=80°. A l'aide du graphique a 0, nous déterminons le coefficient de proportionnalité pour la composante constante à une valeur de q=80°. Il est égal à 0 (80°)"0,28. De même, on détermine la valeur des coefficients a 1 (80°)"0,47 (par fonction a 1), a 2 (80°)"0,24 (par fonction a 2) ? a 3 (80°)»0,05 (par fonction a 3).
Lors de la multiplication de la fréquence, il est nécessaire d'obtenir une oscillation avec la fréquence requise et la plus grande amplitude possible. Ceci est possible aux valeurs maximales de a k (q). À son tour, le maximum de a k (q) est observé aux points maximaux des fonctions de Berg correspondantes. Chaque fonction a un maximum à un angle de coupure spécifique. L'angle de coupure auquel la plus grande amplitude de l'harmonique requise est observée est appelé angle de coupure optimal. Ainsi, l'angle de coupure optimal pour la deuxième harmonique est q=60°, et pour la troisième q=40°. L'angle de coupure optimal est défini par la tension de polarisation U 0 .
Cette méthode permet d'obtenir des vibrations d'une multiplicité de 2 et 3. Ceci s'explique par le fait que les amplitudes des composantes harmoniques du spectre de réponse avec de grands nombres ont une amplitude trop faible. Le réglage de l'angle de coupure optimal requis pour ces composants entraînera une diminution de l'amplitude des impulsions de courant de sortie et à nouveau la production d'oscillations de très petite amplitude.
Le diagramme schématique d'un multiplicateur de fréquence mettant en œuvre la méthode de l'angle de coupure est présenté à la figure 28.
Figure 28 - Schéma de principe d'un multiplicateur de fréquence sur un transistor
Ce multiplicateur utilise le transistor bipolaire VT1 comme élément non linéaire, fonctionnant en mode de coupure de courant du collecteur. Le transistor est alimenté par la tension d'alimentation Ek et la tension de polarisation U0. La tension d'entrée est fournie via le circuit oscillant L1 C1. Un circuit oscillant est utilisé pour obtenir une plus grande stabilité de la fréquence d'oscillation d'entrée, c'est-à-dire pour que l'entrée du transistor reçoive une oscillation contenant une seule harmonique à la fréquence requise, et élimine ainsi la distorsion de l'oscillation résultante. Le transistor transforme le spectre vibratoire. Ensuite, l'harmonique de fréquence requise est isolée par le circuit oscillant L2 C2, utilisé comme filtre passe-bande.
La caractéristique du multiplicateur de fréquence est facteur de multiplication, indiquant combien de fois la fréquence de l'oscillation de sortie dépasse la fréquence de l'oscillation d'entrée
Ku=fout/ailette(39)
Comme indiqué ci-dessus, le facteur de multiplication de ce multiplicateur n'excède pas 3. Pour obtenir Ku>3, il est nécessaire d'utiliser des circuits multiplicateurs multiétages (connexion en série de plusieurs multiplicateurs). Par exemple, pour obtenir Ku=6, il faut connecter deux multiplicateurs avec Ku=2 et Ku=3 en série.
Méthodes de multiplication de fréquence utilisant PPI et impulsion radio
Méthode d'obtention de plusieurs fréquences à l'aide de PPI est basé sur le fait que le spectre d'une séquence périodique contient déjà des composantes harmoniques à plusieurs fréquences de signal, c'est-à-dire des multiples de la première harmonique (Figure 29). Par conséquent, il suffit d’isoler du spectre l’harmonique ayant la fréquence requise. Pour obtenir des vibrations de plus grande amplitude, il faut isoler les composantes harmoniques du premier lobe du spectre, et l'amplitude des composantes diminue d'autant plus que le nombre de composantes dans le lobe est plus grand. Ainsi, des séquences périodiques avec un rapport cyclique supérieur à 14 sont utilisées pour multiplier la fréquence.
Cette méthode vous permet d'augmenter la fréquence d'oscillation des dizaines de fois.
Méthode d'obtention de plusieurs fréquences à l'aide d'une impulsion radio consiste à multiplier l'oscillation d'origine par une autre oscillation harmonique haute fréquence, c'est-à-dire que la porteuse harmonique est modulée par une oscillation impulsionnelle. Dans ce cas, le spectre de l'oscillation de l'impulsion est transféré dans la gamme de fréquences de l'oscillation harmonique, ce qui entraîne la formation d'une impulsion radio. Ensuite, une harmonique avec la fréquence requise est isolée du spectre de l'impulsion radio reçue. Cette méthode permet d'obtenir une oscillation avec une fréquence des centaines de fois supérieure à la fréquence de l'oscillation d'origine.
Figure 29 - Multiplication de fréquence à l'aide de PPI : a) PPI d'origine avec fréquence fs et rapport cyclique 17 ; b) spectre SPI ; c) l'oscillation résultante avec une fréquence de 10fs
Pour les amateurs de technologie numérique, un dispositif multiplicateur de fréquence peut être intéressant, dont la sortie présente un nombre d'impulsions qui est un certain nombre entier de fois supérieur au nombre fourni à l'entrée. Un schéma d'un tel dispositif est présenté sur la figure.
Les impulsions d'entrée U„ sont fournies au pilote, réalisées sur la puce DD1. Quelle que soit la durée des impulsions d'entrée, de courtes impulsions de haut niveau sont générées à la sortie non inverseuse (broche 6 du microcircuit DD1), dont la durée est déterminée par les paramètres des éléments C1, R1 et le haut- résistance du microcircuit (environ 2 kOhm). Leur période de répétition correspond à la période des impulsions d'entrée.
Les impulsions courtes générées arrivent sur deux entrées (broches 2 et 3) du compteur, réalisées sur la puce DD2, et le remettent à zéro. Aux quatre sorties du compteur (FO - F3) le niveau est réglé sur log.0, et à la sortie de l'élément DD3.3 - le niveau est log. 1 quelle que soit la position de l'interrupteur SA1. Le niveau Log.1 à l'une des entrées de l'élément DD3.4 (la durée de ce niveau coïncide avec la durée de la période des impulsions d'entrée) permet le passage d'une série d'impulsions à travers la deuxième entrée du générateur sur les éléments DD3. 1 et DD3.2. A partir de la sortie de l'élément DD3.4, des impulsions sont fournies à l'entrée de comptage du microcircuit D02 (broche 14). Les impulsions de sortie s'arrêteront lorsque le niveau logique 1 sera appliqué à l'entrée de l'élément DD3.3. Cela dépend de la position du commutateur SA1. En position 1 ("x2"), le niveau log.1 apparaît après le passage de deux impulsions à travers l'entrée de comptage, c'est-à-dire que l'appareil multiplie les impulsions d'entrée deux fois, en position 2 ("x4") - quatre fois et en position 3 ( "x8") - huit fois.
Pour le bon fonctionnement de l'appareil, il est nécessaire de remplir l'exigence selon laquelle la fréquence de son propre générateur est au moins 10 fois supérieure à la fréquence des impulsions d'entrée. Au nominal
les valeurs des condensateurs et des résistances indiquées dans le schéma, la fréquence du générateur est de 100 kHz, et donc la fréquence des impulsions d'entrée ne doit pas dépasser 10 kHz. En raison du retard des fronts des impulsions d'entrée lors du fonctionnement du microcircuit DD1, il y a un léger retard dans les impulsions de sortie par rapport à celles d'entrée. Le retard peut être réduit en abaissant la résistance de la résistance R1, mais sa résistance ne peut pas être réduite à moins de 1 kOhm.
NDLR.
L'appareil peut utiliser les signaux radio domestiques K155AG1 (DD1), K155IE2 (DD2), K155LAZ (DD3), KD521A (VD1 et VD2).
Source principale : multiplicateur d’honnêteté. "Hobi-électronique 1",
collection - Sofia, "ECOPROGRESS", 1992
Source : RADIO N9, 1997
| Ce diagramme est également souvent consulté : |
Les multiplicateurs déphaseurs peuvent fournir un signal de sortie spectralement pur qui ne nécessite pas de filtrage. En utilisant des circuits de différence de phase à large bande pour la séparation de phase, il est possible de mettre en œuvre des multiplicateurs indépendants de la fréquence fonctionnant dans une plage couvrant plusieurs octaves. Le principe de fonctionnement des multiplicateurs de ce type est illustré à la Fig. 1, a. La fréquence de l'onde sinusoïdale est multipliée par N en divisant la tension d'entrée en N phases différentes, équidistantes les unes des autres sur une plage de 360°. N signaux avec différentes phases pilotent N transistors fonctionnant en mode classe C, dont les signaux de sortie sont combinés pour former une impulsion tous les 360°/N degrés. Circuit électrique de la carte 2100--18 Grâce à l'utilisation de N transistors, la puissance du signal d'entrée peut être N fois supérieure à la puissance nécessaire pour saturer le transistor. Fig. 1, aDécrit. multiplicateur son fréquences 4 (Fig. 1, b) contient des déphaseurs à 90 ° dépendants de la fréquence R1C1 et R2C2. Les transistors Q1 et Q4 génèrent des impulsions déphasées en sortie de 0 et 90°. L'inversion de phase des impulsions est réalisée par les transistors Q5 et Q6, qui commandent les transistors Q2 et Q3, entraînant la formation d'impulsions avec un déphasage de 180 et 270° à la sortie de ces derniers. Les impulsions de sortie déphasées de 90° sont combinées pour produire une fréquence quadruple. Multiplicateur quadruple la portée audio fréquences de 625 à 2500 Hz....
Pour le circuit "FREQUENCY MULTIPLIER"
Pour le circuit "Deux circuits de générateurs de fréquence à balayage simple"
Pour le circuit "GÉNÉRATEUR DE RÉGLAGE DE FRÉQUENCE MOBILE POUR P134"
Composants radioamateur GÉNÉRATEUR À RÉGLAGE LISSE POUR P134 Installation discrète fréquences avec un pas de 1 kHz dans la radio P134, il est difficile de l'utiliser à des fins de radioamateur. Obtenez la probabilité d'une transition en douceur fréquences jusqu'à ±4 kHz re. fréquences La mise en place de l'échelle numérique de la station de radio est assez simple. Pour cela, il suffit de modifier le signal 10 MHz fourni par le synthétiseur fréquences stations de radio (bloc 2-1) via multiplicateur bloc 3-3 au mélangeur du bloc 3-1, avec un signal d'un oscillateur à quartz d'une fréquence de 10 MHz accordable jusqu'à ±500 Hz selon le circuit représenté sur la Fig. 1. Puc.1 Depuis la huitième harmonique de le générateur est utilisé dans le mélangeur du bloc 3-1, la fréquence de fonctionnement de la station radio variera dans une plage de ±4 kHz, ce qui est tout à fait suffisant. La résistance R7 dans le circuit est sélectionnée entre 0,5...2 kOhm, en fonction de l'activité du quartz utilisé, jusqu'à ce que le niveau de signal nominal soit obtenu à la sortie de la station radio lorsque la touche est enfoncée en mode AT-T. Un simple thermostat basé sur une bobine triac L est réalisé sur un circuit magnétique en anneau de marque 50VCh2, taille K7x4x2, avec fil PELSHO de 0,1 mm et contient 15 tours. A l'aide d'un récepteur bien calibré, il convient de sélectionner le nombre de tours de la bobine avec une précision de un pour obtenir fréquences générateur 10 MHz±50 Hz en position médiane du régulateur R4, tandis que la fréquence de fonctionnement de la station radio correspondra à la fréquence sur l'échelle numérique. Il est conseillé d'utiliser un résonateur à quartz en version sous vide. Le générateur peut être alimenté avec une tension de +12,6 V à partir des condensateurs C2...C6 du filtre de découplage dans le circuit de puissance de l'unité 2, accessible en retirant le bloc supérieur N9 de la station radio. du dispositif est illustré sur la figure 2, l'emplacement des pièces dessus est sur la figure 3. La carte peut être facilement placée dans un endroit blindé...
Pour le circuit "GÉNÉRATEUR DE SIGNAL UHF"
Équipement de mesure GÉNÉRATEUR DE SIGNAL UHF Lors de la mise en place de conceptions de radioamateur fonctionnant à des fréquences supérieures à 1 GHz (par exemple, dans la bande amateur de 23 cm), un générateur de signal très stable est requis. Ce n'est pas difficile à réaliser si le radioamateur dispose d'un résonateur à quartz d'une fréquence de 27...50 MHz. Le diagramme schématique du générateur est présenté sur la Fig. 1. L'oscillateur maître est monté sur le transistor VT1, multiplicateur fréquences- sur la diode VD1. L'harmonique nécessaire du signal d'origine (par exemple, la 29ème pour la bande amateur de 23 cm lors de l'utilisation d'un résonateur à une fréquence de 45 MHz) est mise en évidence par le circuit L3C6. La tension de polarisation sur la diode VD1 est créée automatiquement. Son rôle optimal (basé sur le signal maximum de l'harmonique requis) est défini en ajustant la résistance R4. En utilisant le même critère, le niveau de tension haute fréquence fourni au multiplicateur du générateur maître. Si nécessaire, le signal de sortie du générateur peut être modulé. Régulateur de courant simple Le niveau requis de tension de modulation est réglé avec la résistance variable R5. Puc.1 Le générateur utilise une diode haute fréquence conventionnelle (non destinée à fonctionner dans la gamme UHF). S'il est remplacé par une diode Schottky, le niveau du signal de sortie augmentera apparemment. Le circuit oscillant L1C2 est ajusté à la fréquence du résonateur à quartz. La conception des bobines L1 et L2 n'est pas critique (le rapport de leur nombre de spires est d'environ 10). Le starter 15 est une bobine sans cadre (10 tours) d'un diamètre de 13 mm. Les éléments VD1, C4, C5, L3-L5 sont montés sur une carte constituée d'un matériau en feuille unilatéral, en plaçant toutes les pièces du côté de la feuille. Le circuit L3C6 est une ligne demi-onde ajustée par un condensateur. Ses dimensions pour la bande amateur de 23 cm sont indiquées sur la Fig. 2. Une ligne est constituée d'une bande de cuivre, pliée et soudée aux deux extrémités à la feuille. La boucle de connexion L4 est pliée à partir de droite...
Pour le circuit "CONVERTISSEUR DE FRÉQUENCE NUMÉRIQUE"
Technologie numériqueCONVERTISSEUR NUMÉRIQUE L'unité décrite (voir figure), qui implémente la fonction f1-f2, vous permet d'utiliser un fréquencemètre comme échelle numérique, ce qui ne vous permet pas de soustraire la fréquence d'un signal du fréquences un autre. L'oscillateur local et les générateurs de signaux IF sont assemblés sur les transistors VT1, VT2 et les inverseurs du microcircuit DD1. Leur fréquence est réduite de moitié par les déclencheurs DD2.1 et DD3.1. Des demi-signaux sont respectivement fournis aux entrées d'information D des déclencheurs DD2.2, DD3.2, et l'oscillateur local (du pilote via l'onduleur) est envoyé au entrées de synchronisation C. Sur les éléments 2I- NOT le microcircuit DD4 possède un composant OU EXCLUSIF, à partir de la sortie duquel une séquence d'impulsions modulées en phase est supprimée. A partir de celui-ci et du signal de l'oscillateur local, le déclencheur DD5.1 génère des impulsions avec une fréquence de répétition fget/2-fpch/2, arrivant à un diviseur par 50, réalisé sur les compteurs binaires DD6, DD7. Les impulsions avec un rapport cyclique de 2 et une fréquence (fget-fpc)/100 de la sortie 1 du compteur DD7 sont transmises au fréquencemètre. S'il n'est pas nécessaire que le rapport cyclique soit égal à 2, le compteur DD7 peut être éliminé. Dans ce cas, le taux de répétition des impulsions de sortie est égal à (fhet-fpc)/10.S. ZERNIN, Ussuriysk, territoire de Primorsky (Radio 4/90)...
Pour le circuit "Source de fréquence de balayage à bande étroite"
Technologie de mesureSource swing à bande étroite J. Isbell. Département de radioastronomie, Université du Texas (Austin, Texas) Le circuit, contenant un oscillateur basse fréquence et un modulateur équilibré, peut produire une fréquence balayée de 10,7 MHz ± 20 kHz, ce qui est pratique lors de la configuration d'étages intermédiaires. fréquences dans un récepteur FM standard. Source swing à bande étroite fréquences est préférable dans les cas où la réponse en fréquence de l'étage testé est observée sur l'écran de l'oscilloscope : l'image est stable, ce qui est impossible lorsqu'on utilise un générateur de fréquence à balayage large bande. La plage de balayage de fréquence du décrit schémas 2,5 fois plus étroit qu'un générateur de fréquence de balayage disponible dans le commerce. De ce fait, la modulation de fréquence parasite est réduite à un niveau auquel elle n'a aucun effet notable, comme le montre la Fig. 1, le signal de 10,05 MHz obtenu à partir de l'oscillateur à cristal est mélangé avec le signal moyen de 650 kHz obtenu à partir de l'oscillateur à balayage basse fréquence. Régulateur de puissance à impulsion de phase sur le CMOS La sortie du mélangeur produit un signal avec une fréquence moyenne de 10,7 MHz, qui peut être modifiée dans une plage de ±20 kHz en réglant l'oscillateur de 650 kHz. Cette méthode de swing est préférable au réglage d'un générateur haute fréquence, car... donne une meilleure stabilité de fréquence.Fig. 1Pour régler le générateur oscillant, une variable...
Pour le circuit "GÉNÉRATEUR DEUX POINTS HAUTEMENT STABLE"
Les unités d'équipement radioamateur GÉNÉRATEUR À DEUX POINTS HAUTEMENT STABLES PETIN, 344015, Rostov-sur-le-Don, rue Eremenko, 60/6 - 247, tél. 25-42-87 sont le plus souvent utilisées pour générer des niveaux élevés. -oscillations harmoniques de fréquence. Dans certains cas (pour des raisons de conception), un générateur point à point peut être utile. Un tel générateur nécessite l'utilisation de deux transistors. Cependant, dans un générateur à deux points correctement conçu (voir figure), le nombre total d'éléments peut être encore plus petit que dans un générateur à trois points. Du fait que le signal du circuit oscillatoire LI, C2 du générateur est fourni à la porte VT2, qui a une résistance d'entrée élevée, et que le signal de rétroaction est retiré du collecteur VT1, qui a une résistance de sortie élevée, le Le circuit oscillatoire est très faiblement shunté par le circuit électronique et conserve son facteur de qualité élevé. De plus, pour augmenter la résistance d'entrée du transistor à effet de champ VT2, la résistance R2 est incluse dans son circuit source ; pour augmenter la résistance de sortie du transistor bipolaire VT1, la résistance R1 est installée dans son circuit émetteur. schémas il a été déterminé expérimentalement que les soins fréquences pendant 1 s ne dépasse pas 1...2 Hz à une fréquence de 10 MHz, c'est-à-dire vitesse de rotation du vilebrequin des moteurs à carburateur avec un système d'équipement électrique dans lequel le moins de la batterie est connecté au boîtier. La base est un seul formateur d'impulsions assemblé sur un microcircuit CD4007 (analogue domestique - K176LP1). Le façonneur est déclenché par des impulsions positives qui se produisent lorsque les contacts du disjoncteur s'ouvrent. Le dispositif PA1, connecté à la sortie du pilote via une résistance de limitation R5, mesure la tension sur le condensateur de mesure C1, qui est proportionnelle à la fréquence des impulsions d'entrée avec une précision d'au moins 1...2 % - Le le taux de répétition des impulsions est 30 fois inférieur à la rotation du vilebrequin d'un moteur à quatre temps.Tikhomirov, Chita...
Pour le circuit "IC K174UR7"
Matériaux de référence IC K174UR7 IC K174UR7 est un IC spécialisé pour les récepteurs radio, contenant un amplificateur limiteur intermédiaire fréquences Chemin FM A1, détecteur FM équilibré U1 et préamplificateur faible fréquences A2. Un schéma de connexion typique est présenté sur la figure 3. Figure 1. Schéma fonctionnel du IC K174UR7 Fig.2. Objectif des broches du circuit intégré K174UR7 Fig.3. Circuit de commutation typique pour IC K174UR7 Le signal d'entrée est envoyé à l'entrée de l'amplificateur-limiteur A1, à partir de la sortie duquel le signal limité est envoyé à l'entrée du détecteur de fréquence U1. La sortie du détecteur de fréquence est connectée à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel A2, qui pré-amplifie la fréquence audio. Les dépendances des principaux paramètres électriques du CI sur les modes de fonctionnement sont représentées sur la Fig. 4-10.Paramètres électriques du IC K174UR7 à 25 ± 10°C et Ui.p.nom=6 VT Courant de consommation I mA, pas plus de 0,6 Tension de limitation d'entrée Uin.limit, µV, à fin=0,25 MHz, fmod= 1 kHz, pas plus de 70 Basse tension de sortie UoutLF, mV, à Uin=10 mV, fin=0,25 MHz, fmod=1 kHz, pas moins de 90 Coefficient de suppression de modulation d'amplitude KpAM, dB, avec Uin=10 mV, fin= 0,25 MHz fmod=1 kHz, pas moins de 30 Paramètres de fonctionnement limites du IC K174UR7 Tension d'alimentation Uip, V : minimum. 5.4 maximum 6.6 Tension du signal d'entrée Uin, mV, pas plus de 100 Courant de sortie /, mA, pas plus de 0,1 Fig.4. Circuits radomcrophones Fig.4. Dépendance de la tension limite d'entrée sur la tension d'alimentation du microcircuit à une fréquence du signal d'entrée de 250 kHz. Fréquence de modulation FM 1 kHz, déviation...
