Idén om att skapa en enkel, högkvalitativ och kompakt frekvensmultiplikator föddes när jag behövde öka referensfrekvensen för klockgeneratorn för AD9956 DDS-generatorn från 10 MHz till 100 MHz. Jag började överväga olika alternativ, och sedan stötte jag på ICS601-01-mikrokretsen (kostnad på Ali ~5-6$). Detta ytmonterade chip arbetar med en ingångsfrekvens på 10 MHz till 27 MHz och multiplicerar den till maximalt 157 MHz. Dessutom ställs multiplikationskoefficienten av de externa 4 benen, genom att generera en digital förstärkningskod, vilket är mycket bekvämt om du snabbt behöver ändra utfrekvensen. Utsignalen är en fyrkantsvåg, vilket är ett plus för att klocka digitala kretsar.
Men när jag öppnade databladet såg jag inte det vanliga diagrammet för ett typiskt projekt. Det var i detta ögonblick som idén att skriva den här artikeln föddes.
Så mikrokretsens pinout visas i figuren nedan.
Jag tog en paus från hela Internet och efter att ha rotat igenom forumen bestämde jag mig för att sätta ihop en multiplikator enligt följande diagram nedan. Jag behövde tillhandahålla två utgångar, men du kanske inte använder den andra utgången. Motstånd R2, R3 är 33 Ohm vardera. Detta värde rekommenderas av tillverkaren. Värdet på motståndet R1 är inte kritiskt; det kortsluter REFEN-stiftet till jord, vilket stänger av REFOUT-utgången med en buffertfrekvens (personligen ställer jag in den på 1 kOhm). Alla kondensatorer i kretsen är standard, C1, C2 och C3, tillverkaren rekommenderar värden på 10, 0,1, 0,01 μF, och kondensatorerna C4 och C5 är typiska kondensatorer för stabilisatorn 7805. Det är inte nödvändigt att installera själva stabilisatorn. det är fullt möjligt att driva 5 V-kretsen från utsidan, men jag bestämde mig för det. Strömförsörjningen till mikrokretsen är inte heller kritisk, från 3 till 5 volt.
I allmänhet inget komplicerat, den digitala koefficientkoden ställs in av dip-switchar, men ingenting hindrar dig från att göra hårda byglar.
Brädan lades enkelt ut på ett lager, det andra fylldes med en polygon av jord. Det resulterande diagrammet skickades till Kina. Jag bifogar Gerber-projektet till artikeln.
Som ett resultat fick jag min beställning efter ett par veckor och började montera och testa. Bilden nedan visar den sammansatta multiplikatorn.
Efter installationen började jag testa multiplikatorns funktion. För tydlighetens skull bifogar jag fotografier av oscillogram.
Jag var mycket nöjd med resultatet av multiplikatorn. Jag rekommenderar att alla som är intresserade av denna mikrokrets tittar på hela raden av ICS601 mikrokretsar. Olika multiplikatorchips, med olika tilläggsfunktioner.
Jag hoppas att artikeln hjälper någon. Stabil frekvens alla!
Lista över radioelement
| Beteckning | Typ | Valör | Kvantitet | Notera | Handla | Mitt anteckningsblock |
|---|---|---|---|---|---|---|
| D1 | Multiplikator/delare | ICS601-01 | 1 | Till anteckningsblock | ||
| U1 | Linjär regulator | LM7805 | 1 | Till anteckningsblock | ||
| R1 | Motstånd | 1 kOhm | 1 | Till anteckningsblock | ||
| R2, R3 | Motstånd | 33 Ohm | 2 | Till anteckningsblock | ||
| C1 | Kondensator | 0,01 µF | 1 | Till anteckningsblock | ||
| C2 | Kondensator | 0,1 µF | 1 | Till anteckningsblock | ||
| C3 | Kondensator | 1 µF | 1 | Till anteckningsblock | ||
| C4 | Kondensator | 10 µF | 1 |
Dubblare på en sammansatt scen. Enheten (Fig. 14.18) är sammansatt med två transistorer med olika konduktiviteter. I initialtillståndet är båda transistorerna stängda. Ingången är en övertonssignal. Positiv polaritet hos insignalen slår på transistorn VT1 och stänger av transistorn VT2. Flödande transistorström VT1 skapar ett spänningsfall över motstånden R3 Och R4. Den första utgången kommer att ha en signal i fas med insignalen, och den andra utgången kommer att ha en signal ur fas. Om motstånden för motstånden är lika R3 Och R4 amplituderna för dessa signaler kommer att vara lika. Den negativa halvvågen av insignalen kommer att stänga transistorn VT1 och öppnar transistorn VT2. På Avsluta 1 en signal kommer att visas som är ur fas med insignalen, och Avsluta 2- kommer att vara i fas med ingångssignalen. Således, när en sinusformad signal appliceras på ingången, Avsluta 1 alla halvvågor kommer att vara positiva, och Avsluta 2- negativ. Dubblaren arbetar i frekvensområdet från 200 Hz till 20 kHz.
Ris. 14.18 Fig. 14.19
Transistorfördubblare. Dubblaren (Fig. 14.19) består av två transistorer. Den första transistorn arbetar i en krets med en kollektor-emitterbelastning, och dess transmissionskoefficient är lika med enhet. Den andra transistorn arbetar i en krets med OB. Insignalen skapas vid sändaren VT2 ström som är vid kollektorbelastningen R3 skapar en spänning lika i amplitud som ingångsspänningen. Således passerar den positiva halvvågen av den harmoniska signalen genom transistorn VT1Och tilldelas motståndet R3med fasförskjutning på 180°, och den negativa halvvågen passerar genom transistorn VT2 utan fasförändring. Som ett resultat, spänningen över motståndet R3 kommer att ha den form som erhålls efter fullvågslikriktning av insignalen. Dubblaren arbetar över ett brett frekvensområde, vilket bestäms av typen av transistorer som används.
Transistormultiplikator. Frekvensfördubblingskretsen för den ingående övertonssignalen (Fig. 14.20) består av två steg. Varje steg ökar signalfrekvensen med 2 gånger. En positiv halvvåg av insignalen med en amplitud på 0,5 V öppnar transistorn VT2. Den negativa halvvågen passerar genom transistorn VT1. Dessa två signaler summeras över ett motstånd R2. Transistor VT2 inverterar insignalen,a VT1- inverterar inte. På ett motstånd R2 en helvågslikriktarsignal genereras. Denna signal matas genom en emitterföljare till det andra steget. Amplituden för repeaterns utsignal är 0,6 V.
Ris. 14.20 Fig. 14.21
Diodmultiplikator. Ingångsövertonsspänningen (Fig. 14.21) tillförs transformatorn. Transformatorns sekundära lindning inkluderar två fasskiftande kedjor. I dem skiftar den harmoniska signalens fas med 120°. Som ett resultat passerar fasförskjutna signaler genom dioderna. Vid transistorns ingångsresistans summeras de. Den tredje övertonen av den totala pulserande signalen isoleras av kretsen. Klassificeringen av elementen i fasförskjutningskedjorna är designade för en frekvens på 400 Hz.
Ris. 14.22
Detektor frekvensdubblare. Denna dubblerare (Fig. 14.23) är baserad på helvågslikriktning med två transistorer VT1 Och VT2. Den negativa halvvågen av op-förstärkarens utspänning passerar genom transistorn VT1, och positiv - genom en transistor VT2. Motstånd R6 Och R8är valda att vara desamma, så transmissionskoefficienterna för båda halvvågorna är lika. För att eliminera distorsion i utsignalens form orsakad av påverkan av tröskelvärdets initiala sektion av transistorkarakteristiken används en op-förstärkare med olinjär återkoppling. Med potentiometer R2 op-amp-utgången är inställd på en spänning som motsvarar minimal distorsion av utsignalen. Dubblaren fungerar bra med en triangulär insignal. Upp till tio multiplikatorkretsar kan kopplas i serie för denna ingångsvågform.
Ris. 14.23 Fig. 14.24
Ris. 14.25
Differentialfördubblare. Frekvensfördubblaren (Fig. 14.24) består av en emitterföljare monterad på en transistor VT1, och ett förstärkarsteg byggt på en transistor VT2. Insignalen genom kondensatorn Cl går in i transistorns bas VT1. Vid emittern läggs denna signal till signalen som passerar genom transistorn VT2. Transistor VT2 fungerar i icke-linjärt läge. Den passerar insignalens negativa halvvågor. Den fasinverterade insignalen kommer att subtraheras från emitterföljarsignalen. Nivån på interagerande signaler kan justeras med hjälp av motstånd R4 Och R5. Motstånd R4 styr amplituden för den negativa halvvågen och motståndet R5 reglerar förhållandet mellan emittersignalen och kollektorsignalen.
Fyrkantsvågsfrekvensdubblare. Enhet (bild 14.25, A) omvandlar en harmonisk insignal till en fyrkantsvågssignal med dubbel frekvens. Insignalen går in i transistorernas emitters VT1 Och VT2. Transistor VT1 fungerar i begränsat läge. Den andra transistorn begränsar också signalen, men på grund av kondensatorn C1 skiftar utsignalen med 90° i förhållande till ingången. Två begränsade signaler summeras genom motstånd R6 Och R7. Total bipolär signal med transistorer VT3 Och VT4 omvandlas till en dubbelfrekvent signal. Signaldiagram vid olika punkter visas i fig. 14.25, b. Dubblaren fungerar över ett brett frekvensområde från 20 Hz till 100 kHz. Detta område kan täckas genom att använda lämplig kapacitans för kondensatorn C1. Insignalen måste ha en amplitud på minst 2 V.
Kompensationsmultiplikator. Kompensationstypens frekvensmultiplikator (Fig. 14.26) är byggd på en enkel transistor. Den amplitudbegränsade signalen summeras med en harmonisk insignal över ett motstånd R1 I Deevlta genereras en signal vid utgången, vars frekvens är 3 gånger högre än frekvensen för insignalen. Utgångsvågformen är inte perfekt harmonisk. Denna signal måste passeras genom ett filter för att minska nivån av höga övertoner. Vågformen påverkas i hög grad av transistorns klippningsnivå. Vid små cutoff-vinklar för utsignalen reduceras högfrekventa spektrala komponenter avsevärt. Samtidigt minskar amplituden för den tredje övertonen.
Ris. 14.26 Fig. 14.27
Op-amp avdelare. Avdelare (bild 14.27, A) bygger på kvadrantfördelningen av den totala signalen vid utgången av op-förstärkaren. På Ingång 1 en lokaloscillatorsignal med en amplitud på 0,1 V genereras, Ingång 2 - konverterad signal. Beroendet av utsignalens amplitud på den konverterade signalen visas i fig. 14.27, b.
Frekvensmultiplikation Detta är processen att producera vibrationer med en frekvens som är en multipel av den ursprungliga vibrationens frekvens.
Frekvensmultiplikation används om det av någon anledning är omöjligt att erhålla en svängning med önskad frekvens (vid frekvenser på flera hundra megahertz och högre) eller om det är nödvändigt att erhålla en svängningsfrekvens med en noggrannhet av en multipel av en viss frekvens.
Frekvensmultiplikation kan åstadkommas med tre metoder:
- cutoff vinkel metod;
- metod för att erhålla frekvenser med användning av en periodisk pulssekvens (PPS);
- en metod för att erhålla flera frekvenser med hjälp av en radiopuls.
Cutoff vinkel metod
Denna metod används för att erhålla en harmonisk vibration med en multipel av frekvensen från en annan harmonisk vibration. För att erhålla en oscillation med den erforderliga frekvensen är det nödvändigt att transformera insignalens spektrum (införa nya övertonskomponenter i spektrumet). För att transformera spektrumet används ett olinjärt element som arbetar i cutoff-mod. För att göra detta ställs arbetspunktens position in, med hjälp av förspänningen U 0, utanför elementets ström-spänningskarakteristik (Figur 26). I detta fall öppnas elementet endast i det ögonblick då spänningen för insignalen Uin når ett visst initialvärde Un. När Uin
Figur 26 - För att förklara funktionssättet för ett olinjärt element vid multiplicering av frekvens
Cutoff-vinkeln kan bestämmas från uttrycket
cos ? = (Un— U 0 )/ Um (36)
där Um är amplituden för ingångssvängningen.
Amplituden för utgångsströmpulserna bestäms av uttrycket
Im = Sons? Um(1 — cos q) (37)
Spektrumet för den resulterande periodiska sekvensen innehåller många komponenter belägna vid frekvenser som är multiplar av insignalens frekvens. Amplituden för dessa komponenter bestäms av uttrycket
jag är k= ak(q) ? Im (38)
där Imk är amplituden för den k:te komponenten av svarsspektrumet;
a k(q) är proportionalitetskoefficienten för den k:te spektrumkomponenten;
Im är amplituden av utgångsströmpulser.
Koefficienterna a k (q) beror på cutoff-vinkeln och bestäms av Berg-funktioner. Grafer över Bergs funktioner för den konstanta komponenten och de tre första övertonerna presenteras i figur 27.
Figur 27 - Grafer över Bergs funktioner
För att bestämma koefficienterna är det nödvändigt att bestämma värdena på a k för alla funktioner vid den erforderliga avskärningsvinkeln q. Till exempel är det nödvändigt att bestämma för q=80°. Med hjälp av grafen a 0 bestämmer vi proportionalitetskoefficienten för den konstanta komponenten vid värdet q=80°. Det är lika med en 0 (80°)"0,28. På samma sätt bestämmer vi värdet av koefficienterna a 1 (80°)"0,47 (genom funktion a 1), a 2 (80°)"0,24 (genom funktion a 2)? a 3 (80°)»0,05 (genom funktion a 3).
När man multiplicerar frekvensen är det nödvändigt att erhålla en svängning med den erforderliga frekvensen med största möjliga amplitud. Detta är möjligt vid maximala värden på a k (q). I sin tur observeras maximum av a k (q) vid maximipunkterna för motsvarande Berg-funktioner. Varje funktion har ett maximum vid en specifik cutoff-vinkel. Cutoff-vinkeln vid vilken den största amplituden av den erforderliga övertonen observeras kallas optimal skärvinkel. Så den optimala cutoff-vinkeln för den andra övertonen är q=60° och för den tredje q=40°. Den optimala cutoff-vinkeln ställs in av förspänningen U 0 .
Denna metod låter dig erhålla vibrationer med en multiplicitet av 2 och 3. Detta förklaras av det faktum att amplituderna för de harmoniska komponenterna i svarsspektrumet med stora tal har en för liten amplitud. Att ställa in den erforderliga optimala avskärningsvinkeln för dessa komponenter kommer att leda till en minskning av amplituden för utströmspulserna och återigen till produktion av svängningar med en mycket liten amplitud.
Det schematiska diagrammet över en frekvensmultiplikator som implementerar cutoff-vinkelmetoden visas i figur 28.
Figur 28 - Schematiskt diagram av en frekvensmultiplikator på en transistor
Denna multiplikator använder den bipolära transistorn VT1 som ett icke-linjärt element, som arbetar i kollektorströmavskärningsmoden. Transistorn matas med matningsspänning Ek och förspänning U0. Inspänningen tillförs genom oscilleringskretsen L1 C1. En oscillerande krets används för att erhålla större stabilitet hos ingångssvängningsfrekvensen, dvs så att transistoringången tar emot en svängning som innehåller endast en överton vid den erforderliga frekvensen och därigenom eliminerar distorsion av den resulterande svängningen. Transistorn omvandlar vibrationsspektrat. Sedan isoleras övertonen med den erforderliga frekvensen av oscilleringskretsen L2 C2, som används som ett bandpassfilter.
Egenskapen för frekvensmultiplikatorn är multiplikationsfaktor, visar hur många gånger frekvensen för utgående svängning överstiger frekvensen för ingångssvängningen
Ku=fel/fena(39)
Som noterats ovan överstiger multiplikationsfaktorn för denna multiplikator inte 3. För att få Ku>3 är det nödvändigt att använda flerstegsmultiplikatorkretsar (seriekoppling av flera multiplikatorer). Till exempel, för att få Ku=6, är det nödvändigt att koppla två multiplikatorer med Ku=2 och Ku=3 i serie.
Frekvensmultiplikationsmetoder med PPI och radiopuls
Metod för att erhålla flera frekvenser med PPI baseras på det faktum att spektrumet för en periodisk sekvens redan innehåller övertonskomponenter vid flera signalfrekvenser, dvs. multiplar av den första övertonen (Figur 29). Därför är det bara nödvändigt att isolera övertonen med den erforderliga frekvensen från spektrumet. För att erhålla vibrationer med en större amplitud är det nödvändigt att isolera de harmoniska komponenterna i den första loben av spektrumet, och amplituden av komponenterna minskar mindre om antalet komponenter i loben är större. Således används periodiska sekvenser med en arbetscykel större än 14 för att multiplicera frekvensen.
Denna metod låter dig öka oscillationsfrekvensen tiotals gånger.
Metod för att erhålla flera frekvenser med hjälp av en radiopuls består i att multiplicera den ursprungliga svängningen med en annan högfrekvent övertonssvängning, dvs den övertonsbärare moduleras av en pulsoscillation. I detta fall överförs spektrumet för pulsoscillationen till frekvensområdet för den harmoniska svängningen, vilket resulterar i bildandet av en radiopuls. Sedan isoleras en överton med den erforderliga frekvensen från den mottagna radiopulsens spektrum. Denna metod låter dig erhålla en svängning med en frekvens som är hundratals gånger högre än frekvensen för den ursprungliga svängningen.
Figur 29 - Frekvensmultiplikation med användning av PPI: a) ursprungliga PPI med frekvens fs och arbetscykel 17; b) SPI-spektrum; c) den resulterande oscillationen med en frekvens på 10fs
För fans av digital teknik kan en frekvensmultiplikator vara av intresse, vars utgång har ett antal pulser som är ett visst heltal flera gånger större än det antal som tillförs ingången. Ett diagram över en sådan anordning visas i figuren.
Ingångspulserna U„ tillförs föraren, gjorda på DD1-chippet. Oavsett varaktigheten av ingångspulserna genereras korta högnivåpulser vid den icke-inverterande utgången (stift 6 på DD1-mikrokretsen), vars varaktighet bestäms av parametrarna för elementen C1, R1 och den inbyggda mikrokretsens motstånd (ca 2 kOhm). Deras upprepningsperiod motsvarar perioden för ingångspulserna.
De genererade korta pulserna kommer till två ingångar (stift 2 och 3) på räknaren, gjorda på DD2-chippet, och nollställer det. Vid räknarens fyra utgångar (FO - F3) sätts nivån till log.0, och vid utgången av elementet DD3.3 - nivån är log. 1 oavsett läget för omkopplaren SA1. Log.1-nivå vid en av ingångarna till element DD3.4 (varaktigheten av denna nivå sammanfaller med varaktigheten av perioden för ingångspulser) tillåter passage av en serie pulser genom den andra ingången från generatorn på elementen DD3. 1 och DD3.2. Från utgången på element DD3.4 tillförs pulser till räkneingången på mikrokretsen D02 (stift 14). Utgångspulserna stoppas när logisk 1-nivån appliceras på ingången till element DD3.3. Detta beror på läget för switch SA1. I position 1 ("x2") visas log.1-nivån efter att två pulser passerat genom räkneingången, dvs. enheten multiplicerar ingångspulserna två gånger, i position 2 ("x4") - fyra gånger, och i position 3 ( "x8") - åtta gånger.
För korrekt drift av enheten är det nödvändigt att uppfylla kravet att frekvensen för sin egen generator är minst 10 gånger högre än frekvensen för ingångspulserna. Vid nominellt
värdena på kondensatorerna och motstånden som visas i diagrammet, generatorns frekvens är 100 kHz, och därför bör frekvensen för ingångspulserna inte överstiga 10 kHz. På grund av fördröjningen av kanterna på ingångspulserna under drift av DD1-mikrokretsen, finns det en liten fördröjning i utpulserna jämfört med ingångspulserna. Fördröjningen kan reduceras genom att reducera motståndet hos motståndet R1, men dess motstånd kan inte reduceras till mindre än 1 kOhm.
Redaktörens anteckning.
Enheten kan använda inhemska radiosignaler K155AG1 (DD1), K155IE2 (DD2), K155LAZ (DD3), KD521A (VD1 och VD2).
Primär källa: Ärlighetsmultiplikator. "Hobi-elektronik 1",
samling - Sofia, "ECOPROGRESS", 1992
Källa: RADIO N9, 1997
| Detta diagram visas också ofta: |
Fasskiftarmultiplikatorer kan ge en spektralt ren utsignal som inte kräver filtrering. Genom att använda bredbandiga fasskillnadskretsar för fasdelning är det möjligt att implementera frekvensoberoende multiplikatorer som arbetar i ett område som täcker många oktaver. Funktionsprincipen för multiplikatorer av denna typ visas i fig. 1, a. Sinusvågens frekvens multipliceras med N genom att dela inspänningen i N olika faser, på samma avstånd från varandra över ett 360°-intervall. N signaler med olika faser driver N transistorer som arbetar i klass C-läge, vars utsignaler kombineras för att bilda en puls var 360°/N-grad. Elektrisk krets för kortet 2100--18 Tack vare användningen av N transistorer kan effekten av insignalen vara N gånger högre än den effekt som krävs för att mätta transistorn. Fig. 1, aBeskriven multiplikator ljud frekvenser 4 (fig. 1,b) innehåller frekvensberoende 90° fasskiftare R1C1 och R2C2. Transistorerna Q1 och Q4 genererar pulser som fasförskjuts vid utgången med 0 och 90°. Fasinversion av pulser utförs av transistorerna Q5 och Q6, som styr transistorerna Q2 och Q3, vilket resulterar i bildandet av pulser med en fasförskjutning på 180 och 270° vid utgången av den senare. De 90° fasförskjutna utgångspulserna kombineras för att producera fyrdubbla frekvenser. Multiplikator fyrdubblar ljudräckvidden frekvenser från 625 till 2500 Hz....
För "FREQUENCY MULTIPLIER"-kretsen
För kretsen "Två kretsar av enkla svepande frekvensgeneratorer"
För kretsen "RÖRLIG FREKVENSJUSTERING GENERATOR FÖR P134"
Amatörradiokomponenter MJÄT JUSTERING GENERATOR FÖR P134 Diskret installation frekvenser med ett steg på 1 kHz i P134-radion gör den svår att använda för amatörradioändamål. Få sannolikheten för en smidig övergång frekvenser upp till ±4 kHz re. frekvenser Att ställa in den digitala vågen för radiostationen är ganska enkelt. För att göra detta, ändra bara 10 MHz-signalen från synthesizern frekvenser radiostationer (block 2-1) via multiplikator block 3-3 till mixern i block 3-1, med en signal från en kvartsoscillator med en frekvens på 10 MHz inställbar upp till ±500 Hz enligt kretsen som visas i fig. 1. Puc.1 Eftersom den åttonde övertonen av generatorn används i mixern i block 3-1, kommer radiostationens driftsfrekvens att variera inom ±4 kHz, vilket är helt tillräckligt. Motstånd R7 i kretsen väljs inom 0,5...2 kOhm, beroende på aktiviteten hos den kvarts som används, tills den nominella signalnivån erhålls vid radiostationens utgång när knappen trycks ned i AT-T-läge. En enkel termostat baserad på en triac-spole L är gjord på en ringmagnetisk krets av märke 50VCh2, storlek K7x4x2, med 0,1 mm PELSHO-tråd och innehåller 15 varv. Med hjälp av en välkalibrerad mottagare är det tillrådligt att välja antalet varv på spolen med en noggrannhet på ett för att få frekvenser generator 10 MHz±50 Hz i mittläget på R4-regulatorn, medan radiostationens arbetsfrekvens kommer att motsvara frekvensen på den digitala vågen. Det är lämpligt att använda en kvartsresonator i en vakuumversion. Generatorn kan matas med en spänning på +12,6 V från kondensatorerna C2...C6 i frånkopplingsfiltret i strömkretsen för enhet 2, som kan nås genom att ta bort det övre blocket N9 på radiostationen av anordningen visas i fig. 2, platsen för delarna på den är i fig. 3. Brädan kan bekvämt placeras i en skärmad...
För kretsen "UHF SIGNAL GENERATOR"
Mätutrustning UHF SIGNAL GENERATOR När du ställer in amatörradiodesigner som arbetar vid frekvenser över 1 GHz (till exempel i 23 cm amatörbandet), krävs en mycket stabil signalgenerator. Det är inte svårt att göra om radioamatören har till sitt förfogande en kvartsresonator med en frekvens på 27...50 MHz. Det schematiska diagrammet för generatorn visas i fig. 1. Masteroscillatorn är monterad på transistor VT1, multiplikator frekvenser- på diod VD1. Den nödvändiga övertonen för originalsignalen (till exempel den 29:e för 23 cm amatörbandet när man använder en resonator vid en frekvens på 45 MHz) markeras av L3C6-kretsen. Förspänningen på dioden VD1 skapas automatiskt. Dess optimala roll (baserat på den maximala signalen för den erforderliga övertonen) ställs in av trimningsmotståndet R4. Med användning av samma kriterium, nivån på högfrekvent spänning som levereras till multiplikator från huvudgeneratorn. Vid behov kan generatorns utsignal moduleras. Enkel strömregulator Den erforderliga nivån av moduleringsspänning ställs in med variabelt motstånd R5. Puc.1 Generatorn använder en konventionell högfrekvent diod (ej avsedd för drift i UHF-området). Om den ersätts med en Schottky-diod kommer utsignalnivån tydligen att öka. Den oscillerande kretsen L1C2 är justerad till kvartsresonatorns frekvens. Utformningen av spolarna L1 och L2 är inte kritisk (förhållandet mellan deras antal varv är ungefär 10). Choke 15 är en ramlös spole (10 varv) med en diameter på 13 mm. Element VD1, C4, C5, L3-L5 är monterade på en bräda av ensidigt foliematerial och placerar alla delar på foliesidan. Krets L3C6 är en halvvågslinje justerad av en kondensator. Dess mått för amatörbandet på 23 cm visas i fig. 2. En lina är gjord av en kopparremsa, böjd och lödd i båda ändarna på folien. L4-anslutningsslingan är böjd från rak...
För kretsen "DIGITAL FREQUENCY CONVERTER"
Digital teknikDIGITAL KONVERTERARE Den beskrivna enheten (se figur), som implementerar f1-f2-funktionen, låter dig använda en frekvensmätare som en digital våg, som inte tillåter dig att subtrahera frekvensen för en signal från frekvenser en annan. Lokaloscillator- och IF-signalgeneratorer är monterade på transistorerna VT1, VT2 och växelriktare i DD1-mikrokretsen. Deras frekvens halveras av triggarna DD2.1 och DD3.1 Halvsignaler matas till informationsingångarna D på triggarna DD2.2, DD3.2, och lokaloscillatorn (från drivrutinen genom växelriktaren) skickas till. synkroniseringsingångar C. På element 2I- NOT har DD4-mikrokretsen en EXKLUSIV ELLER-komponent, från vars utgång en fasmodulerad sekvens av pulser tas bort. Från den och lokaloscillatorsignalen genererar triggern DD5.1 pulser med en repetitionsfrekvens fget/2-fpch/2, som anländer till en delare med 50, gjorda på binära räknare DD6, DD7. Pulser med en arbetscykel på 2 och frekvens (fget-fpc)/100 från utgång 1 på DD7-räknaren matas till frekvensmätaren. Om arbetscykeln inte krävs att vara 2, kan DD7-räknaren elimineras. I detta fall är repetitionshastigheten för utpulserna lika med (fhet-fpch)/10.S. ZERNIN, Ussuriysk, Primorsky-territoriet (Radio 4/90)...
För kretsen "Narrowband sweep frequency source".
MätteknikSmalbandig svängkälla J. Isbell. Department of Radio Astronomy, University of Texas (Austin, Texas) Kretsen, som innehåller en lågfrekvent oscillator och en balanserad modulator, kan producera en svepfrekvens på 10,7 MHz ± 20 kHz, vilket är praktiskt när man ställer upp mellanstegssteg. frekvenser i en vanlig FM-mottagare. Smalbandig svängkälla frekvenserär att föredra i de fall där frekvenssvaret för scenen som testas observeras på oscilloskopskärmen: bilden är stabil, vilket är omöjligt när man använder en bredbandssvepfrekvensgenerator. Frekvenssvepområdet för det beskrivna system 2,5 gånger smalare än en kommersiellt tillgänglig svepfrekvensgenerator. På grund av detta reduceras den falska frekvensmoduleringen till en nivå vid vilken den inte har någon märkbar effekt. 1 blandas 10,05 MHz-signalen som erhålls från kristalloscillatorn med den genomsnittliga 650 kHz-signalen som erhålls från lågfrekvent sveposcillator. Faspulseffektregulator på CMOS Mixerns utgång producerar en signal med en medelfrekvens på 10,7 MHz, som kan ändras inom ±20 kHz genom att ställa in 650 kHz-oscillatorn. Denna svängmetod är att föredra framför att ställa in en högfrekvensgenerator, eftersom... ger bättre frekvensstabilitet.Fig. 1För att justera den oscillerande generatorn, en variabel...
För kretsen "HÖGSTABIL TVÅPUNGSGENERATOR".
Enheter av amatörradioutrustning MYCKET STABIL TVÅPUNKTSGENERATORG.PETIN, 344015, Rostov-on-Don, Eremenko St., 60/6 - 247, tel 25-42-87 Trepunktsgeneratorer används oftast för att generera högfrekventa harmoniska svängningar. I vissa fall (av designskäl) kan en punkt-till-punkt-generator vara användbar. En sådan generator kräver användning av två transistorer. Men i en rätt utformad tvåpunktsgenerator (se figur) kan det totala antalet element vara ännu mindre än i en trepunktsgenerator. På grund av det faktum att signalen från generatorns oscillerande krets LI, C2 tillförs grinden VT2, som har en hög ingångsresistans, och återkopplingssignalen tas bort från kollektorn VT1, som har en hög utgångsresistans, Oscillerande krets shuntas mycket svagt av den elektroniska kretsen och behåller sin höga kvalitetsfaktor. Dessutom, för att öka ingångsresistansen för fälteffekttransistorn VT2, är motståndet R2 inkluderat i dess källkrets för att öka utresistansen hos den bipolära transistorn VT1, är motståndet R1 installerat i dess emitterkrets system det har experimentellt bestämts att vården frekvenser under 1 s inte överstiger 1...2 Hz vid en frekvens på 10 MHz, d.v.s. vevaxelns rotationshastighet för förgasarmotorer med ett elektriskt utrustningssystem där batteriets minus är anslutet till huset. Grunden är en enkel pulsformare monterad på en CD4007 mikrokrets (hushållsanalog - K176LP1). Formaren triggas av positiva pulser som uppstår när brytarkontakterna öppnas. Enhet PA1, ansluten till drivenhetens utgång genom ett begränsningsmotstånd R5, mäter spänningen på mätkondensatorn C1, som är proportionell mot frekvensen av ingångspulserna med en noggrannhet på inte sämre än 1...2% - Den pulsrepetitionsfrekvensen är 30 gånger mindre än rotationen av vevaxeln på en fyrtaktsmotor.T Tikhomirov, Chita...
För kretsen "IC K174UR7"
Referensmaterial IC K174UR7 IC K174UR7 är en specialiserad IC för radiomottagare, som innehåller en mellanliggande begränsande förstärkare frekvenser FM-väg A1, balanserad FM-detektor U1 och låg förförstärkare frekvenser A2. Ett typiskt anslutningsschema visas i fig. 3. Fig.1. Funktionsdiagram för IC K174UR7 Fig.2. Syftet med K174UR7 IC-stiften Fig.3. Typisk kopplingskrets för IC K174UR7 Ingångssignalen matas till ingången på förstärkare-begränsare A1, från vars utgång den begränsade signalen matas till ingången på frekvensdetektor U1. Frekvensdetektorns utgång är ansluten till den icke-inverterande ingången på operationsförstärkare A2, som förförstärkte ljudfrekvensen. Beroendet av de viktigaste elektriska parametrarna för IC på driftlägen visas i fig. 4-10.Elektriska parametrar för IC K174UR7 vid 25±10°C och Ui.p.nom=6 VT Förbrukningsström I mA, inte mer än 0,6 Ingångsbegränsningsspänning Uin.limit, µV, vid fin=0.25 MHz, fmod= 1 kHz, högst 70 Låg utspänning UoutLF, mV, vid Uin=10 mV, fin=0,25 MHz, fmod=1 kHz, inte mindre än 90 AmplitudmodulKpAM, dB, med Uin=10 mV, fin= 0,25 MHz fmod=1 kHz, inte mindre än 30 Gränsdriftparametrar för IC K174UR7 Matningsspänning Uip, V: minimum. 5,4 max 6,6 Insignalspänning Uin, mV, högst 100 Utström /, mA, högst 0,1 Fig.4. Radomkrofonkretsar Fig.4. Beroende av ingångsbegränsningsspänningen på mikrokretsens matningsspänning vid en insignalsfrekvens på 250 kHz. FM-modulationsfrekvens 1 kHz, avvikelse...
