주파수(FDM)와 시간(TDM)은 신호를 분리하는 데 사용할 수 있을 뿐만 아니라 신호의 모양도 사용할 수 있습니다. 형태에 따른 채널 분리는 아직 주파수와 시간과 같이 널리 사용되지 않았습니다. 현재 응용 프로그램 및 전망은 모바일 및 위성 시스템의 다중 액세스와 가장 관련이 있습니다. 이동통신에서 코드분할은 IMT-2000 이동통신 시스템 개발 개념의 구현 측면에서 다중접속의 주요 유형 중 하나로 간주된다.

형태별 채널 분리 기술은 공통 주파수 대역에서 다양한 무선 설비(이동 단말기, 개별 무선국, 위성 지구국 등)의 그룹을 동시에 운용할 수 있는 가능성을 의미합니다. 무선 신호는 전체(그룹) 신호를 형성합니다. , 사용자의 수신 장치에 도착합니다. 신호의 상호 직교성은 상관 수신기에 에서 필요한 신호 선택을 제공합니다.

비동기 주소 통신 시스템

어떤 경우에는 정확한 동기화를 달성하기 어렵습니다. 이것은 예를 들어 이동 물체(자동차, 항공기) 간의 운용 통신을 구성하거나 인공 지구 위성을 중계기로 사용하여 운용 통신을 구성할 때 직면해야 합니다. 이러한 경우, 모든 가입자의 신호가 공통 주파수 대역에서 전송되고 채널이 시간적으로 서로 동기화되지 않는 경우 비동기식 다채널 통신 시스템을 사용할 수 있습니다. 무료 액세스가 가능한 시스템에서 각 채널(가입자)에는 이 가입자의 "주소"를 구별하는 기능인 특정 신호 형식이 할당되므로 AACC(비동기 주소 통신 시스템)라는 이름이 지정됩니다.

가입자의 주소는 유사 무작위(잡음과 같은) 신호로 인코딩되거나 주파수가 같거나 다른 여러 무선 펄스의 시퀀스로 인코딩될 수 있습니다. 무선 펄스의 주파수 채우기가 다른 경우 주소가 FWM(시간-주파수 매트릭스) 형식으로 인코딩되어 있다고 말합니다. 주소는 무선 펄스 사이의 시간 간격과 채우는 주파수가 모두 다릅니다.

일반화된 블록 다이어그램(그림 8.15)에 기반한 AACC의 작동 원리를 고려하십시오.

소스에서 수신된 전송된 메시지는 펄스 변조됩니다. 일부 시스템은 PPM을 사용하고 다른 시스템은 일종의 델타 변조를 사용합니다. 그런 다음 1차 펄스 변조의 결과로 얻은 각 펄스는 일시 중지로 분리된 펄스의 주소 시퀀스로 변환됩니다.

주소 시퀀스의 형성은 그림 1과 같이 탭이 있는 지연 라인(DL)을 사용하여 수행됩니다. 8.15.

주소를 형성하기 위해 탭의 출처만 사용되며 다른 주소의 경우 탭의 다른 조합이 사용됩니다. 이러한 펄스는 채우는 빈도(압축 시스템에서 이러한 모든 주파수의)가 다르며 시간에 따라 다른 위치를 차지할 수 있습니다. 예를 들어, 그림. 8.16은 및 가 있는 시스템에 대해 이러한 주소 시퀀스를 구성하는 변형을 보여줍니다.

따라서 메시지의 1차 펄스 변조의 결과로 수신된 펄스는 지연 라인에서 펄스로 분할됩니다. 이러한 펄스 각각은 시간의 위치 중 하나를 차지할 수 있으며 자체 주파수로 전송됩니다.

첫 번째 펄스에 대한 시간상의 펄스 위치와 펄스 채우기 주파수를 변경함으로써 많은 수의 주소 코드 조합을 얻을 수 있습니다(다중화의 다중화).

각 개별 수신기는 지연 라인과 일치 회로(CC)를 포함하는 비선형 장치이며 특정 시퀀스의 무선 펄스에만 응답합니다(그림 8.17). 수신기에는 적절한 주파수로 조정된 대역 통과 필터가 있습니다. 각 필터의 ​​출력 펄스가 감지되어 이 수신기에 할당된 주소에 따라 설계된 지연 라인에 공급되어 출력의 모든 펄스가 시간적으로 일치하도록 합니다. 비선형 일치 회로(CC)에서는 모든 분기에서 지연된 입력 펄스가 일치하는 조건에서만 펄스가 나타납니다. 그러나 지연 라인의 출력에서 ​​일치 회로의 입력으로 펄스 중 적어도 하나가 나머지와 동시에 도착하지 않으면 SS 출력의 신호가 나타나지 않습니다. 이로 인해 수신기는 할당된 주소 코드 조합에만 응답합니다.

설명된 메시지 분할 프로세스(즉, 수신기에 할당된 주소 코드 조합만 추출)가 그림 1에 나와 있습니다. 8.17. 수신기 입력은 특히 두 개의 메시지(음영 처리된 무선 펄스 및 음영 처리되지 않은 무선 펄스)를 포함하는 그룹 신호를 수신합니다. 수신 장치는 음영 펄스로 표시되는 할당된 주소 주파수-시간 조합에만 응답합니다. 메시지를 강조 표시합니다. 일치 회로의 출력 펄스는 적용된 펄스 변조에 따라 펄스 복조기(PD)에서 수신된 메시지로 변환됩니다.

특정 가입자와 통신을 설정하려면 주소 코드 조합에 따라 송신기에서 개별 지연 라인의 적절한 위치를 선택하면 충분합니다. 이러한 시스템에는 주파수 조정이 필요하지 않으므로 장비 비용이 크게 절감되고 신뢰성이 보장됩니다.

신호의 위상 분리

신호의 위상 분리 신호의 위상차를 사용하여 구축됩니다.

정보를 입력 N채널은 동일한 반송파 주파수 w 0 로 연속 코사인 신호의 진폭을 변경하여 전송됩니다. 초기 위상의 차이만 사용하여 이러한 신호를 분리해야 합니다.

신호는 다음과 같습니다.

……………………………….

분석에서 알 수 있듯이 시스템에 코사인 및 사인 성분이 전송되는 두 개의 채널만 포함되어 있으면 신호 식별이 가능합니다.

1차 신호의 선택은 동기 검출을 사용하여 수행됩니다.

모양에 따른 신호 분리

겹치지 않는 스펙트럼이 있는 신호와 시간이 겹치지 않는 신호 외에도 동시에 전송될 수 있고 겹치는 주파수 스펙트럼을 갖는 신호 클래스가 있습니다.

이러한 신호의 분리는 모양으로 나누기.

이러한 신호에는 Walsh, Rademacher 및 다양한 노이즈 유사 시퀀스가 ​​포함됩니다.

Walsh 및 Rademacher 시퀀스는 코드 알파벳 1, -1을 기반으로 구축되며 이러한 시퀀스의 모든 쌍은 조건을 충족합니다.

이자형 나 , 나는 = j,

0, 나? 제이,

신호는 어디에 나- 가 그리고 제이- 시분할 시스템의 th 채널, 티- 채널 신호가 위치한 시간 간격, 및 티=어디 에프 V- 전송된 메시지 스펙트럼의 상한 주파수.

Walsh 및 Rademacher 코드의 사용은 수신된 코드 단어와 참조 코드 단어 간의 특정 타이밍 관계를 유지하기 위해 채널을 통한 특수 클록 신호 전송과 관련됩니다.

사용의 경우 소음 같은 시퀀스정보 캐리어 시퀀스가 ​​이 역할을 할 수 있기 때문에 특별한 클록 신호를 전송할 필요가 없습니다.

노이즈 유사 신호는 다음 조건을 충족해야 합니다.

이, 에프 = 0,

0, -에프 그리고 > f > -T,

티 > 에프 > 에프 그리고 , (9.5)

0, 나? 제이, (9.6)

for는 노이즈 유사 신호의 지속 시간입니다. 이자형- 신호 에너지; 에프 그리고- 노이즈 유사 신호의 단위 간격의 지속 시간.

조건 (9.5)가 충족되면 모든 채널 신호의 자기 상관 기능이 φ = 0에서 뚜렷한 피크를 갖고 시프트에서 0 값을 갖기 때문에 특수 클록 신호를 전송하지 않고도 동기화 시스템의 작동이 보장됩니다. 모든 신호 쌍은 0과 같습니다.

불행히도 실제 신호에 대한 스칼라 곱(9.5) 및 (9.6)은 0이 아닙니다. 이것은 신호 분리의 신뢰성을 감소시킵니다.

형태별로 신호를 분리하는 다중 채널 통신 시스템의 블록 다이어그램은 그림 9.2에 나와 있습니다.

그림 9.2 형식에 따른 신호 분리가 있는 다중 채널 통신 시스템의 구조도: 1-클럭 펄스 발생기; 2- 잡음 유사 신호 발생기; 3-ADC; 4- 승수; 5,6 - 변조기; 7 - 가산기; 8 - 송신기; 9 - 통신 회선; 10 - 수신기; 11 - 일치 필터; 12 - 결정 장치; 13 - DAC; 14.15 - 복조기

시스템의 전송 부분에는 다음이 포함됩니다. N동일한 변조기, 가산기 및 송신기. 변조기에서 잡음과 같은 신호는 반송파 발진으로 사용되며 이러한 신호와 위상을 이루는 ADC 출력의 이진 코드 시퀀스는 변조 신호로 사용됩니다. 잡음 유사 신호의 주기는 ADC 출력에서 ​​코드 워드의 단일 요소의 지속 시간과 동일하게 선택됩니다. 변조 과정에서 이진 코드 단어의 기호 "1"(다이어그램 ㅏ그림 9.3에서) 잡음 유사 신호의 전체 주기에 해당합니다(다이어그램 비) 및 기호 "0"-이 신호가 없습니다. 만약에 에프 c는 1차 신호 스펙트럼의 상한 주파수이며, 엘- 양자화 레벨의 수, 승수 출력에서 ​​신호 스펙트럼의 폭(그림 9.2의 다이어그램 참조)

노이즈 유사 시퀀스의 길이(마침표)는 어디에 있습니까?

식 (9.7)에서 알 수 있듯이 각 채널 신호의 스펙트럼 폭은 PCM 신호 스펙트럼의 폭보다 몇 배 더 큽니다.

그림 9.3. 그림 9.2에 표시된 회로의 동작을 설명하는 타이밍 다이어그램

각 채널 신호는 고유한 모양을 가지며 채널에서 발생하는 시간 프로세스는 독립적일 수 있습니다. 채널 신호의 합과 동일한 가산기 출력의 그룹 신호는 랜덤 프로세스이며, 평균값과 분산은 개별 채널의 로드에 따라 다릅니다.

시스템의 수신 부분에는 수신기와 N동일한 채널 수신기(복조기). 각 복조기의 구조는 정합 필터, 결정 장치 및 DAC를 포함합니다.

일치하는 각 필터는 일치하는 신호에만 응답합니다. 예를 들어, 첫 번째 채널의 정합 필터(11)는 첫 번째 변조기에서 생성된 신호에 응답합니다(그림 9.3, 비). 필터 응답은 그림 9.3에 나와 있습니다. V. 다른 채널의 신호와 그 응답은 단순화를 위해 그림 9.3에 표시되지 않습니다. 결정 장치에서, 정합 필터(11)의 응답, 무선 신호의 포락선은 주어진 임계 레벨과 비교됩니다 유부터. 임계값을 초과하면 1과 같은 전송된 문자의 추정치가 형성되고 교차가 발생하지 않으면 0 기호와 동일한 추정치가 형성됩니다. ㅏ 1 * (티).

신호의 복조는 두 가지 구성 요소로 구성된 간섭이 있을 때 발생합니다. 첫 번째는 이전부터 알려져 있습니다.

내부 및 외부 변동 간섭의 합에 의한 장, 그리고 두 번째 - 잡음과 같은 신호가 있는 시스템에 특정한 간섭에 의한 것입니다. 이 간섭은 다른 채널의 잡음 유사 신호의 합이며 구조적 또는 상호 간섭이라고 합니다. 구조적 간섭은 사용된 실제 신호 시스템이 "거의" 직교한다는 사실 때문입니다. 조건(9.6)이 충족되지 않습니다. 그 레벨은 기준 채널 잡음 유사 신호와 다른 채널의 현재 잡음 유사 신호 사이의 상호 상관 함수 값에 의해 결정됩니다. 전송된 정보의 지정된 품질을 보장하기 위해 이러한 구조적 간섭 수준을 줄이기 위한 조치를 취해야 합니다. 모양에 따라 신호를 분리하고 다채널 통신 시스템을 구축하는 고려된 원리는 다채널에서 사용됩니다. 비동기 주소 통신 시스템(AACC). AACC(그림 9.4)에서 각 가입자는 채널 주소인 "거의 직교하는" 잡음 유사 신호 중 하나를 할당받습니다.

그림 9.4. 다채널 비동기식 주소 통신 시스템의 구조도: 1,4,7,10 - 가입자 1,i,k,N; 2,5,8,11-트랜시버; 3,6,9,12 - 주소 신호 발생기; 13 - 통신 회선

예를 들어 가입자 1이 가입자에게 연락해야 한다고 가정해 보겠습니다. 케이". 이를 위해 가입자 번호는 " 케이" 따라서 주소 신호 1의 생성기에서 숫자 " 케이". 가입자 수가 같으면 전화를 건 양식 수도 같습니다.

숫자 "가 있는 노이즈와 같은 신호 케이»는 통신 회선으로 전송되어 다른 모든 가입자의 수신기 입력에 작용합니다. 노이즈 같은 신호에 케이» 가입자의 수신 장비만 구성됨 « 케이"이므로 가입자 1과 " 케이". 다른 가입자의 수신기는 이 잡음 같은 신호에 응답하지 않습니다. 가입자의 응답 정보 케이»는 1번 잡음과 유사한 신호를 사용하여 전송됩니다. AACC의 중요한 특징은 중앙 교환국이 없다는 것입니다. 모든 가입자는 서로 직접 액세스 할 수 있으며 무선 링크를 사용하는 경우 통신을 시작하기 위한 송수신기의 주파수 튜닝이 수행되지 않습니다.

결론적으로 기술 문헌에는 50 ... 100 명의 활성 가입자가있는 1000 ~ 1500 개의 채널을 사용하는 AACC에 대한 설명이 있습니다.

CDMA에 대한 간략한 설명

잡음과 같은 신호로 통신 기술을 구현한 예는 CDMA(코드 분할 다중 액세스) 시스템입니다.

잡음과 같은 신호를 사용하는 디지털 통신의 놀라운 특성은 가로채기, 간섭 및 도청으로부터 통신 채널을 보호한다는 것입니다. 따라서 이 기술은 원래 미군용으로 개발되어 사용되다가 상업용으로 이전되었습니다.

Qualcom의 CDMA 시스템(IS-95 표준)은 800MHz 대역에서 작동하도록 설계되었습니다. CDMA 시스템은 Walsh 함수의 법칙에 따라 형성된 64종의 시퀀스를 사용하여 직접 주파수 스펙트럼 확산 방식에 따라 구축됩니다.

각 논리 채널에는 다른 월시 코드가 할당됩니다. 각각의 길이가 64비트인 논리 채널에 해당하는 64개의 월시 시퀀스가 ​​있기 때문에 하나의 물리 채널에는 총 64개의 논리 채널이 있을 수 있습니다. 이 경우 9개 채널이 서비스되고 나머지 55개 채널은 데이터 전송에 사용됩니다.

데이터 메시지 비트의 부호가 변경되면 사용되는 월시 시퀀스의 위상이 180도 변경됩니다. 이들 시퀀스는 상호 직교하기 때문에 하나의 기지국의 전송 채널 간에 상호 간섭이 없다. 기지국 전송 채널은 동일한 주파수 대역에서 작동하고 동일한 SRP를 사용하지만 순환 시프트가 다른 인접 기지국에 의해서만 간섭을 받습니다.

CDMA 표준은 위상 변조 PM 4, DPM 4를 사용합니다.

하나의 통신 회선을 통해 많은 신호를 전송하기 위한 원격 기계 시스템에서 기존 코딩의 사용은 불충분한 것으로 나타났습니다. 신호 분리 요소를 포함하는 추가 신호 분리 또는 특수 코딩이 필요합니다. 신호 분리 - 신호가 속성을 유지하고 서로를 왜곡하지 않는 하나의 통신 라인 또는 하나의 주파수 대역을 통해 많은 신호를 독립적으로 송수신합니다.

현재 사용 중인 방법은 다음과 같습니다.

1. 동일한 주파수대역을 교대로 시간에 따라 순차적으로 신호를 전송하는 시분할

2. 코드 주소 분리, 주소 코드 전송과 함께 신호의 시간(덜 자주) 분리를 기반으로 수행

3. 주파수 분할: 각 신호에 고유한 주파수가 할당되고 신호가 시간에 따라 순차적 또는 병렬로 전송됩니다.

4. 주파수-시분할: 신호의 주파수와 시분할을 모두 이용할 수 있습니다.

5. 신호의 위상이 서로 다른 위상 분리.

일시적인 분리(VR).각 n - 신호에는 차례로 라인이 제공됩니다. 먼저 일정 기간 동안 티 1 신호 1이 전송됩니다. 티 2 - 신호 2 등 또한 각 신호는 고유한 시간 간격을 차지합니다. 모든 신호의 전송에 할당된 시간을 주기라고 합니다. 시그널링을 위한 대역폭은 코드워드에서 가장 짧은 펄스에 의해 결정됩니다. 정보 시간 간격 사이에 채널의 상호 영향을 피하기 위해 보호 시간 간격이 필요합니다. 왜곡을 통해.

시간 분리를 구현하기 위해 분배기가 사용되며 그 중 하나는 제어 지점에 설치되고 다른 하나는 실행 지점에 설치됩니다.

코드 - 신호의 주소 분리(CAR).신호의 임시 코드 주소 분할(VKAR)이 사용되며, 이 경우 제어 지점과 제어 지점에서 분배기의 조정된 작동을 보장하기 위해 동기화 펄스 또는 코드 조합(동기 조합)이 먼저 전송됩니다. 다음으로 주소 코드라고 하는 코드 조합이 전송됩니다. 주소 코드의 첫 번째 문자는 제어 지점과 대상을 선택하기 위한 것이고, 후자는 기능의 주소를 형성하며, 이는 어떤 TM - 작업(기능)을 수행해야 하는지(TU, TI 등)를 나타냅니다. 그 다음에는 작업 자체의 코드 조합, 즉 명령 정보가 전송되거나 알림 정보가 수신됩니다.

신호의 주파수 분리.각 n - 신호에 대해 주파수 범위에서 자체 대역이 발행됩니다. 수신 지점(CP)에서 전송된 각 신호는 먼저 대역 통과 필터에 의해 구별된 다음 복조기로 공급된 다음 실행 중계기로 공급됩니다. 신호를 순차적으로 또는 동시에 전송할 수 있습니다. 평행 한.

신호의 위상 분리.하나의 주파수에서 여러 신호가 초기 위상이 다른 무선 펄스 형태로 전송됩니다. 이를 위해 상대 또는 위상차 조작이 사용됩니다.

신호의 시간-주파수 분리.숫자가 있는 음영 사각형은 특정 주파수 대역과 선택한 시간 간격으로 전송되는 신호입니다. 신호 사이에는 보호 시간 간격과 주파수 대역이 있습니다. 이 경우 생성된 신호의 수가 크게 증가합니다.

24. FDM(채널의 주파수 분할)을 사용하는 유선 MSP(다중 채널 전송 시스템)의 채널 및 경로에서의 주요 간섭 유형.

간섭이란 신호의 올바른 수신을 방해하는 통신 채널의 신호에 대한 임의의 영향을 의미합니다. 이 경우 규칙적인 간섭과의 싸움이 (적어도 이론적으로는) 어렵지 않기 때문에 영향의 무작위적 특성이 강조되어야 합니다. 예를 들어, AC 험 또는 특정 라디오 방송국의 간섭은 보상 또는 필터링을 통해 제거할 수 있습니다. 통신 채널에는 전송 신호에 무작위 프로세스가 중첩되는 가산 간섭과 채널 특성의 무작위 변화로 표현되는 승산 간섭이 있습니다.

가우스 간섭은 항상 연속 채널의 출력에서 ​​작동합니다. 이러한 간섭에는 특히 열 잡음이 포함됩니다. 이러한 장애는 제거할 수 없습니다. 신호 합성 법칙 s(t), 임펄스 응답 g(t, ) 및 가산 가우스 잡음(t) 소스가 있는 4단자 네트워크를 포함하는 연속 채널 모델.

더 완전한 모델은 다른 유형의 가산(가산 - 전체) 간섭, 비선형 신호 왜곡 및 승산 간섭을 고려해야 합니다.

위에 나열된 간섭에 대한 간략한 설명으로 넘어가겠습니다.

집중 또는 고조파 간섭은 협대역 변조 신호입니다. 이러한 간섭의 원인은 케이블 회로 간의 누화 감쇠 감소, 라디오 방송국의 영향 등입니다.

임펄스 간섭은 시간에 집중된 간섭입니다. 그것들은 임의의 진폭을 갖고 임의의 시간 간격으로 차례로 이어지는 임의의 펄스 시퀀스이며, 이로 인해 발생하는 과도 현상은 시간에 따라 겹치지 않습니다. 이러한 간섭이 나타나는 이유는 스위칭 노이즈, 고압선 간섭, 낙뢰 방전 등입니다. PM 채널에서 임펄스 간섭의 정규화는 지정된 분석 임계값을 초과하는 시간을 제한하여 수행됩니다.

변동하는(무작위) 간섭은 넓은 스펙트럼과 최대 엔트로피를 특징으로 하므로 처리하기 가장 어렵습니다. 그러나 유선 통신 채널에서는 변동 간섭 수준이 매우 낮고 특정 정보 전송률이 낮기 때문에 오류율에 거의 영향을 미치지 않습니다.

곱셈(신호 곱하기) 간섭은 통신 채널 매개변수의 무작위 변경으로 인한 것입니다. 특히 이러한 간섭은 복조기 출력에서 ​​신호 레벨의 변화로 나타납니다. 부드러운 레벨 변화와 급격한 레벨 변화를 구별하십시오. 부드러운 변화는 단일 요소의 지속 시간인 0보다 훨씬 큰 시간에 발생합니다. 경련 - 0 미만의 시간 동안. 부드러운 레벨 변경의 이유는 예를 들어 날씨의 변화 및 무선 채널의 페이딩으로 인한 통신 회선 감쇠의 변동일 수 있습니다. 레벨 점프의 원인은 장비의 접촉 불량, 통신 장비의 불완전한 작동, 측정 기술 등이 있습니다.

공칭보다 17.4dB 이상 낮은 수준을 중단이라고 합니다. 휴식 중에는 레벨이 수신기의 감도 임계값 아래로 떨어지고 신호 수신이 실제로 중지됩니다. 지속 시간이 300ms 미만인 중단은 일반적으로 300ms 이상인 단기라고 합니다.

임펄스 간섭 및 중단은 유선 통신 채널을 통한 개별 메시지 전송 오류의 주요 원인입니다.

추가 간섭은 주파수에 집중(고조파), 시간에 집중(임펄스) 및 변동의 세 가지 구성 요소를 포함합니다. 주파수 집중 간섭은 채널 대역폭보다 훨씬 좁은 스펙트럼을 갖습니다. 임펄스 간섭은 채널의 과도 시간을 초과하는 간격으로 분리된 일련의 단기 펄스입니다. 변동하는 간섭은 채널 대역폭을 넘어서는 넓은 스펙트럼을 갖는 연속적으로 이어지는 펄스 시퀀스로 나타낼 수 있습니다. 임펄스 간섭은 에너지가 시간 축의 개별 지점에 집중되는 극단적인 변동의 경우이고, 고조파 간섭-또 다른 극단적인 경우는 모든 에너지가 주파수 축의 개별 지점에 집중되는 경우입니다.

PM 채널에서 가산 간섭의 특성은 psophometric 잡음 전력과 비가중 잡음 레벨입니다. 첫 번째 값은 다양한 주파수의 전압에 대한 인간의 귀, 마이크 및 전화의 감도를 고려하는 특수 회로와 2차 검출기가 있는 장치로 측정됩니다. psophometric power의 평균값은 2*10-15 W/m입니다. 가중되지 않은 잡음은 200ms의 통합 시간을 갖는 2차 검출기로 측정됩니다. 상대적 제로 레벨이 있는 지점에서 이 값은 재정의의 한 섹션에서 -49dB를 초과해서는 안 됩니다. 지정된 특성은 임펄스 노이즈를 포함하지 않으며, 이는 별도로 특수 기기로 측정됩니다. 통신 채널의 다중 간섭은 주로 잔류 감쇠의 변화로 표현되어 신호 레벨의 변화로 이어집니다. 실제 통신 채널에서 신호 레벨의 변화는 본질적으로 매우 다양합니다. 따라서 예를 들어 신호 레벨의 부드럽고 급격한 변화(잔류 감쇠의 변화라고도 함), 레벨의 단기 과소평가, 단기 및 장기 휴식이 있습니다.

부드러운 레벨 변화는 전송된 신호 t0의 단위 요소의 지속 시간보다 불균형적으로 긴 시간에 공칭 값에서 최대(최소)까지의 레벨 편차가 발생하는 것입니다. 단계적 수준 변화에는 단일 간격 0의 시간에 상응하는 시간에 pH0M 값에서 pMAX로 수준 변화가 발생하는 수준이 포함됩니다.

연구에 따르면 장기간에 걸쳐 명목 값의 수준 편차가 위쪽과 아래쪽으로 모두 발생하는 반면 두 방향의 변화는 거의 같은 확률을 나타냅니다. 이러한 종류의 변화는 잔류 감쇠의 느린 변화라고 할 수 있습니다. 이와 함께 잔류 감쇠의 빠르고 비교적 단기적인 변화가 있어 주로 수신 레벨이 감소합니다. 신호 레벨을 크게 과소평가하면 수신된 신호가 왜곡되어 결과적으로 오류가 발생합니다. 신호 레벨을 과소평가하면 노이즈 내성이 감소하고 오류 수도 증가합니다. 그리고 마지막으로 동기 시스템에서 신호 레벨의 감소는 동기화를 방해하고 정상 레벨이 복원되었을 때 동기화 모드로 들어가는 데 일정 시간의 비용을 초래합니다. 따라서 최신 PDI 시스템에는 신호 레벨이 미리 결정된 값 - P 아래로 떨어질 때 수신기와 그 동기화 시스템을 차단하는 특수 장치가 있습니다. 이러한 이유로 P보다 크거나 같은 값으로 레벨을 낮추는 것을 중단이라고합니다 . EACC 권장 사항에 따라 데이터를 전송할 때 P = 17.4dB는 중단으로 간주됩니다. 쉬는 시간은 짧고 길다.

전환된 PM 채널의 경우 다음과 같은 표준이 있습니다. t KR.PER ZOO ms. 이 시간은 전화 교환 장비에 채택된 회로 솔루션에서 선택됩니다. 이 솔루션은 300ms보다 긴 중단이 발생하면 이전에 설정된 연결의 연결이 끊어지는 것을 보장합니다. 즉, 통신 실패로 이어집니다. 이 값은 스위치 PM 전송에 대한 실패 기준으로 ITU에서 권장합니다. 한 재진입 장소에서 권장되는 단기 휴식의 비율은 시간 간격의 90%에 대해 1.5 * 10-5를 초과해서는 안 됩니다.

부드러운 레벨 변화는 어느 정도 잔류 감쇠의 안정성 값으로 특징지어집니다. ITU 권장 사항에 따르면 2선식 PM 채널의 잔류 감쇠는 7.0이고 4선식 채널의 경우 17.4dB이며 수신의 한 섹션에서 시간의 불안정성은 1.75dB를 초과해서는 안됩니다.

통신 채널에는 전송 장비의 부반송파 주파수 생성기의 불안정성과 관련된 고유한 곱셈 간섭도 있습니다. 그 결과 FM 중 수신 시 간섭성 발진을 분리하기 어렵거나 FM 신호의 왜곡이 발생합니다. 기존 표준에 따르면 수신 영역의 부반송파 주파수 차이는 1Hz로 제한된다. 또한 통신 채널의 신호 레벨 점프와 함께 위상 점프가 있지만 후자는 아직 정규화되지 않았습니다.

25. 채널의 시분할(TRC)을 사용한 SP(전송 시스템) 구성 원칙. 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 주요 단계(시간 샘플링, 레벨 양자화, 코딩).

TDM이 있는 전송 시스템에서는 하나 또는 다른 펄스 코드 시퀀스인 디지털 신호가 사용됩니다. 디지털 데이터를 전송하는 시스템입니다. 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하려면 SAMPLING, QUANTIZING, ENCODING 작업이 사용됩니다. 이산화는 Kotelnikov 정리를 기반으로 수행됩니다. 대역폭이 0.3 - 3.4kHz + 0.9kHz(보호 간격)인 PM 신호의 경우 fv = 4kHz. 클록 샘플링 주파수 ft = 2fv = 8kHz. 각 샘플은 8비트로 전송되며, 이는 PM 신호가 ft × 8비트 = 8 × 103 × 8 = 64kbps의 속도로 전송될 수 있음을 의미합니다. 이것은 하나의 PM 채널의 전송률입니다. 판독값은 판독값을 양자화하여 얻은 8비트 이진수 형태로 전송됩니다. 왜냐하면 양자화에는 유한한 수준의 레벨이 있으며 최대 및 최소에 대한 제한조차도 양자화된 신호가 정확하지 않다는 것이 분명합니다. 샘플의 실제 값과 양자화된 값 사이의 차이는 양자화 노이즈입니다. 양자화 잡음의 값은 양자화 레벨의 수, 신호의 변화율, 양자화 단계의 선택에 따라 달라집니다.

~에 주파수 분할 채널(FDM) 전송될 각각의 메시지는 표준 PM 채널의 주파수 대역을 차지한다. 그룹 신호를 형성하는 과정에서 각 채널 신호에는 다른 신호의 스펙트럼과 겹치지 않는 주파수 대역이 할당됩니다. 그런 다음 총 대역폭 N-채널 그룹은 와 같습니다. 단측파대 변조가 사용되고 각 채널 신호가 주파수 대역을 차지한다고 가정하면 그룹 신호의 스펙트럼에 대해 다음을 얻습니다.

그룹 신호를 라인 신호로 변환 l (t)통신 회선(전송 경로)을 통해 전송됩니다. 수신 측에서 선형 신호를 그룹 신호로 변환한 후 후자는 대역 통과 채널 필터를 사용하여 Ф 에게(그림 11.1 참조) 대역폭 및 복조기 D 에게메시지 수신자에게 전송되는 채널 메시지로 변환됩니다.

수신 장치의 입력에 나- 모든 채널 신호 N채널. 신호를 상호 간섭 없이 분리하기 위해 각 필터 Ф 나주어진 주파수에 속하는 주파수만 감쇠 없이 통과해야 합니다. 나-번째 채널; 다른 모든 채널의 신호 주파수 필터 Ф 나억제해야 합니다. 대역통과 채널 필터의 비이상적인 특성으로 인해 채널 간에 상호 혼선이 발생합니다. 이러한 간섭을 허용 가능한 수준으로 줄이려면 채널 간에 보호 주파수 간격을 도입해야 합니다. 현대의 다채널 전화 통신 시스템에서 각 채널에는 4kHz의 주파수 대역이 할당되지만 전송된 음성 신호의 주파수 스펙트럼은 300 ... 3400Hz의 대역으로 제한됩니다. 즉, 신호 스펙트럼 폭은 3.1kHz입니다. 따라서 이 경우 = 0.9kHz입니다. 이는 다채널 FDM 시스템에서 전송 경로 대역폭의 약 80%가 효과적으로 사용됨을 의미합니다. 또한 전체 그룹 경로의 매우 높은 선형성을 보장해야 합니다.

~에 시분할 채널(TSC) 다중 채널 시스템의 각 채널의 신호 전송을 위해 송신기와 수신기의 동기 스위치를 사용하여 그룹 경로가 교대로 제공됩니다. VRC가 있는 다채널 전송 시스템의 구조도는 그림 11.2에 나와 있습니다.

시간이 겹치지 않는 변조된 펄스 시퀀스(예: 진폭)는 TDM이 있는 시스템에서 채널 신호로 사용됩니다. 채널 신호 세트는 그룹 신호를 형성합니다.

시분할을 사용하면 주로 두 가지 이유 때문에 채널 간의 누화도 가능합니다. 첫 번째 이유는 전송 경로의 주파수 응답 및 위상 응답의 불완전성이고, 두 번째 이유는 송수신 측 스위치 동기화의 불완전성입니다. TRC 동안 상호 간섭 수준을 줄이기 위해 보호 시간 간격을 도입하는 것도 필요합니다. 이를 위해서는 각 채널의 펄스 지속 시간이 줄어들고 결과적으로 신호 스펙트럼이 확장되어야 합니다. 따라서 다채널 전화 통신 시스템에서 효과적으로 사용되는 주파수 대역 에프비=3100Hz. Kotelnikov의 샘플링 정리에 따라 샘플링 주파수의 최소값 f D = 2f V= 6200Hz. 그러나 실제 시스템에서는 에프 디\u003d 8kHz(여백 있음).

이론적으로 TDM과 FDM은 주파수 스펙트럼을 사용하는 효율성 측면에서 동일하지만 실제 조건에서 TDM을 사용하는 시스템은 분리할 때 상호 간섭 수준을 줄이는 데 어려움이 있기 때문에 이 지표에서 FDM을 사용하는 시스템보다 다소 열등합니다. 신호. 그러나 TDM이 있는 시스템은 서로 다른 채널에서 신호를 전송하는 타이밍이 다르기 때문에 비선형 원점의 혼선이 없기 때문에 부인할 수 없는 이점이 있습니다. RTO 시스템에서 파고율은 더 낮습니다. 또한 RMC 장비는 PMC 장비보다 훨씬 간단합니다. TDM은 PCM을 사용하는 디지털 전송 시스템에서 가장 광범위한 응용 분야를 찾습니다.

시간 분리의 특별한 경우는 다음과 같습니다. 신호의 위상 분리, 2채널 전송만 제공될 수 있습니다.

일반적으로 공통 주파수 대역을 점유하면서 동시에 전송되는 신호는 선형 독립성 또는 직교성 조건을 만족하면 분리될 수 있다.

이러한 요구 사항이 충족됩니다. 모양이 다른 신호. 파동 분리 디지털 다중 채널 시스템은 월시 함수의 형태로 직교 시퀀스를 사용합니다. 형태에 의한 나눗셈의 일반화는, 비동기 주소 통신 시스템(AACC). 이러한 시스템에서 "작은 활성" 가입자로부터 발생하는 예비 대역폭은 쉽게 실현됩니다. 예를 들어, 1000명 중 50~100명의 가입자가 동시에 전송하는 1000채널 통신 시스템을 구성하는 것이 가능합니다.

~에 결합 분리 방법그룹 신호는 조합 번호에 해당하는 번호를 통해 개별 채널 메시지의 특정 조합을 표시합니다. 이러한 숫자는 모든 종류의 이산 변조 신호를 사용하여 전송할 수 있습니다. 예를 들어 이진 코드의 경우 (m=2)및 채널 수 N=2그룹 메시지는 0과 1의 다양한 조합(00, 01, 10, 11)에 해당하는 가능한 값을 취할 수 있습니다. N-채널 시스템에는 변조된 매개변수(주파수, 위상)의 다른 값이 필요합니다. 일반적인 경우 반송파의 여러 매개변수(예: 진폭 및 위상, 주파수 및 위상 등)를 동시에 변조할 수 있습니다. 조합(코드) 분리(압축)가 있는 다중 채널 시스템의 블록 다이어그램은 그림 11.3에 나와 있습니다. .

그림 11.3. 콤비네이션 씰이 있는 다중 채널 시스템의 구조 다이어그램

최근 시스템에 대한 관심이 높아지고 있다. 진폭 위상 변조(APM), 직교 변조 방식으로 구현할 수 있습니다. AFM 시스템에서 하나의 기본 신호의 전송 간격 동안 위상과 진폭은 진폭과 위상의 가능한 이산 값의 수에서 선택된 값을 취합니다. 진폭 및 위상 값의 각 조합은 코드 기반이 있는 다중 위치 그룹 신호 신호 중 하나를 나타냅니다. APM 신호는 반송 주파수의 두 직교(위상 편이) 진동의 다중 레벨 진폭 및 위상 변조에 의해 생성될 수도 있습니다.

최근에는 이론도 성공적으로 개발되었습니다. 신호 코드 구조(SKK), 에너지 및 점유 주파수 대역에 대한 상당한 제한으로 전송 속도 및 노이즈 내성 증가를 목표로 합니다. QCM 이론에 대한 질문은 11장에서 논의됩니다.

신호의 주파수 분리. 주파수별로 채널을 분리하는 가장 간단한 다채널 통신 시스템의 기능 다이어그램이 그림 1에 나와 있습니다. 9.2.

신호 형성의 주요 단계와 전송 과정에서 이러한 신호의 변화를 추적해 보겠습니다. 먼저, 전송된 메시지에 따라 에너지 스펙트럼 G 1(ω), G 2(ω), ..., GN(ω)을 갖는 1차(개별) 신호가 각 채널의 부반송파 주파수를 변조한다. 이 동작은 변조기 M 1 , M 2 , ..... , M N 채널 송신기에 의해 수행된다. 주파수 필터 Φ 1 , Φ 2 , ..., Φ N 의 출력에서 ​​얻은 채널 신호의 스펙트럼 gk(ω)는 각각 주파수 대역 Δω 1 , Δω 2 ,..., Δω N을 점유합니다(Fig. 9.3), 일반적으로 메시지 스펙트럼 Ω 1 , Ω 2 ,..., Ω N 과 너비가 다를 수 있습니다. 광대역 변조 유형(예: FM)에서 스펙트럼 폭은 Δω k ≈2(β + 1)Ω k , OM Δω k = Ω k , 즉 일반적인 경우 Δω k ≥ Ω k 단순성을 위해 다음과 같이 가정합니다. OM이 사용됨(주파수 분할이 있는 다중 채널 통신을 위한 케이블 시스템에서 일반적으로 사용됨), 즉

Δω k = Ω 및 Δω = NΩ. (9.11)

개별 신호의 스펙트럼이 유한하다고 가정합니다. 그런 다음 Δω 1 ,..., Δω 1 대역이 쌍으로 겹치지 않도록 부반송파 주파수 ω k 를 선택할 수 있습니다. 이 조건에서 신호 sk(t)(k = 1,..., N)은 서로 직교합니다. 그런 다음 스펙트럼 g 1(ω), g 2(ω),...,g N(ω)이 합산되고(CS) 이들 세트 g(ω)가 그룹 변조기(M)에 공급됩니다. 여기서 스펙트럼 g(ω)는 반송파 주파수 발진 ω 0 의 도움으로 주어진 채널 그룹의 전송을 위해 할당된 주파수 범위로 전달됩니다. 즉, 그룹 신호 s(t)는 선형 신호 s로 변환됩니다. L(t) 이 경우 어떤 형태로든 변조를 사용할 수 있습니다.

수신단에서 라인 신호는 그룹 복조기(수신기 Π)에 도달하여 라인 신호의 스펙트럼을 그룹 신호 g(ω)의 스펙트럼으로 변환합니다. 그런 다음 그룹 신호의 스펙트럼은 주파수 필터 Φ 1 , Φ 2 ,..., Φ N 을 사용하여 개별 채널에 해당하는 개별 대역 Δω k 로 다시 나뉩니다. 마지막으로 채널 복조기 D는 신호 스펙트럼 gk(ω)를 수신자를 위한 메시지 스펙트럼 Gk(ω)로 변환합니다.

위의 설명에서 채널 분리의 주파수 방식의 의미를 쉽게 이해할 수 있습니다. 실제 통신 회선은 대역폭이 제한되어 있으므로 다채널 전송에서 각 개별 채널에는 전체 대역폭의 특정 부분이 할당됩니다.

수신 측에서는 모든 채널의 신호가 동시에 작동하며 주파수 스케일에서 주파수 스펙트럼의 위치가 다릅니다. 이러한 신호를 상호 간섭 없이 분리하려면 수신기에 주파수 필터가 있어야 합니다. 필터 Φ l 각각은 주어진 채널의 신호에 속하는 주파수 ω∈Δω k만 감쇠 없이 통과해야 합니다. 다른 모든 채널의 신호 주파수 ω∉Δω k 필터는 억제해야 합니다.

수학적으로 이상적인 대역통과 필터에 의한 신호의 주파수 분리는 다음과 같이 나타낼 수 있습니다.

여기서 g k(t)는 왜곡 없이 주파수 대역 Δω k를 통과하는 이상적인 대역통과 필터의 임펄스 응답입니다. 식 (9.12)는 가중치 함수 η k (t, τ) = g k (t-τ)에 대한 (9.6)과 일치합니다. 스펙트럼 영역에서 변환(9.12)은 그룹 신호의 스펙트럼에 Π 모양의 전달 함수를 곱하는 것과 같습니다(그림 9.3 참조).

따라서 서로 다른 채널의 신호를 완전히 분리할 수 있다는 관점에서 이러한 필터 Φ k 가 필요합니다. 이 필터의 대역폭은 신호 스펙트럼 Δω k 의 너비에 완전히 해당합니다. 필터 Φ k는 대역 Δω k 외부의 고조파 성분에 응답하지 않아야 합니다. 이는 신호 sk의 에너지가 k번째 채널에 할당된 제한된 대역폭 Δω k 내에서 완전히 집중된다는 것을 의미한다. 이 두 가지 조건이 모두 충족되면 주파수 필터를 사용하여 상호 간섭 없이 서로 다른 채널의 신호를 분리할 수 있습니다. 그러나 이러한 조건 중 어느 것도 근본적으로 충족할 수 없습니다. 그 결과 채널 간의 상호 간섭이 발생합니다. 이들은 주어진 주파수 대역 Δω k 내에서 k 번째 채널의 신호 에너지의 불완전한 집중과 실제 대역 통과 필터의 불완전성으로 인해 모두 발생합니다. 실제 조건에서는 그룹 채널 특성의 비선형성과 같은 비선형 원점의 상호 간섭도 고려해야 합니다.

누화를 허용 가능한 수준으로 줄이려면 보호 주파수 간격 Δω 보호를 도입해야 합니다(그림 9.4). 따라서 예를 들어 현대의 다채널 전화 통신 시스템에서 각 전화 채널에는 4kHz의 주파수 대역이 할당되지만 전송된 오디오 신호의 주파수 스펙트럼은 300~3400Hz 대역으로 제한됩니다. 즉, 스펙트럼 폭은 3.1kHz입니다. . 인접 채널의 주파수 대역 사이에는 신호 필터링 중 상호 간섭 수준을 줄이기 위해 설계된 0.9kHz 폭의 간격이 있습니다. 이는 신호의 주파수 분할이 있는 다채널 통신 시스템에서 통신 링크 대역폭의 약 80%만 효과적으로 사용됨을 의미합니다. 또한 전체 기저대역 경로의 매우 높은 선형성을 보장해야 합니다.

신호의 시간 분리. 신호의 시분할 원리는 매우 간단하며 오랫동안 전신에 사용되었습니다. 스위치 K ln의 도움으로 다중 채널 시스템의 각 채널 신호 전송을 위해 그룹 경로가 차례로 제공된다는 사실에 있습니다 * . 시분할을 위한 연속 메시지를 전송할 때 시간 샘플링(펄스 변조)이 사용됩니다. 먼저 첫 번째 채널의 신호(임펄스)를 전송한 다음 마지막 채널 번호 N까지 다음 채널 등을 전송한 후 첫 번째 채널을 다시 켜고 이러한 과정을 주기적으로 반복합니다(그림 9.5).

* (현대 장비에서는 기계식 스위치가 실제로 사용되지 않습니다. 대신, 예를 들어 시프트 레지스터에서 만들어진 전자 스위치를 사용합니다.)

수신 측에는 유사한 스위치 K pr이 설치되어 그룹 경로를 해당 채널의 수신기에 차례로 연결합니다. 각 k-ro 채널의 수신기는 k-ro 신호가 전송되는 동안에만 연결되어야 하며 신호가 다른 채널에서 전송되는 동안 나머지 시간은 꺼져 있어야 합니다. 즉, 다채널 시분할 시스템의 정상적인 작동을 위해서는 수신 측과 송신 측 스위치의 동기 및 동위상 작동이 필요합니다. 종종 이를 위해 채널 중 하나가 K 레인과 K pr의 조정된 작동을 위해 설계된 특수 동기화 펄스의 전송을 위해 점유됩니다.

무화과에. 9.6은 AIM이 있는 2채널 시스템의 타이밍 다이어그램을 보여줍니다. 여기서 메시지 캐리어는 클록 생성기(GTI)에서 펄스 변조기(IM)에 도달하는 펄스 시퀀스(주기 T 0 = 1/2F max)입니다. 그룹 신호(그림 9.6, a)는 스위치 K ave로 들어가고 후자는 "임시" 매개변수 필터 또는 키의 역할을 하며 전달 함수는 K k(그림 9.6.6)가 동기적으로 변경됩니다(주기와 함께 T 0) 및 변경 전달 기능 K 레인과 동위:

이는 k번째 펄스 검출기 ID-k만이 각 시간 간격 Δt k 내에서 전송 경로에 연결된다는 것을 의미한다. 감지 결과로 수신된 메시지 k(t)는 메시지 PS-k의 수신자에게 도착합니다.

키 필터의 작동을 설명하는 연산자 π k 는 T 0 주기로 신호 s(t)에서 이어지는 간격 Δt k를 잘라내고 나머지 신호는 버립니다. 다음과 같은 형태로 표현될 수 있음을 쉽게 알 수 있다.

여기서, Δt k는 앞에서와 같이 k번째 소스의 신호가 전송되는 간격을 의미한다.

시분할에서 상호 간섭은 주로 두 가지 이유 때문입니다. 첫 번째는 물리적으로 실현 가능한 통신 시스템의 제한된 주파수 대역과 비이상적인 진폭-주파수 및 위상-주파수 특성으로 인해 발생하는 선형 왜곡이 신호의 임펄스 특성을 위반한다는 것입니다. 실제로, 유한 기간의 변조된 펄스를 전송할 때 스펙트럼이 제한되면 펄스는 "확산"되고 유한 기간의 펄스 대신 시간이 무한히 확장되는 프로세스를 얻게 됩니다. 신호의 시간 분리로 인해 한 채널의 펄스가 다른 채널의 펄스에 중첩됩니다(그림 9.7). 즉, 채널 간에 상호 누화 또는 심볼 간 간섭이 있습니다. 또한 송수신 측의 불완전한 클럭 동기화로 인해 상호 간섭이 발생할 수 있습니다.

상호 간섭 수준을 줄이려면 신호 스펙트럼의 특정 확장에 해당하는 "보호" 시간 간격을 도입해야 합니다. 따라서 다채널 전화 통신 시스템에서 효과적으로 전송되는 주파수의 대역폭은 F = 3100Hz입니다. Kotelnikov 정리에 따라 최소값 f 0 = 2F = 6200Hz입니다. 그러나 실제 시스템에서 펄스 반복률은 약간의 여유를 두고 선택됩니다. f 0 = 8kHz. 단일 채널 모드에서 이러한 펄스를 전송하려면 최소 4kHz의 대역폭이 필요합니다. 채널의 시분할에서 각 채널의 신호는 동일한 주파수 대역을 차지하며, 이는 Kotelnikov 정리에 따라 이상적인 조건에서 결정됩니다(동기 채널은 고려하지 않음)

Δt k = T 0 /N = 1/(2F 총계), (9.15)

여기서 Ftot = NF, 이는 시스템의 전체 주파수 분할과 동일합니다. 이론적으로 시간 분할과 주파수 분할을 통해 주파수 스펙트럼을 사용할 때 동일한 효율성을 얻을 수 있지만, 그럼에도 불구하고 지금까지 이 지표에서 시분할 시스템은 주파수 분할 시스템보다 열등합니다.

동시에, 시분할 시스템은 서로 다른 채널의 서로 다른 신호 전송 시간으로 인해 비선형 기원의 혼선이 없다는 사실로 인해 부인할 수 없는 이점이 있습니다. 또한 시분할 장비는 각 개별 채널에 적절한 대역통과 필터가 필요하므로 마이크로일렉트로닉스를 구현하기 어려운 주파수 분할보다 훨씬 간단합니다. 시분할 시스템의 중요한 이점은 파고율이 현저히 낮다는 것입니다. 시분할은 아날로그 펄스 변조를 통한 연속 메시지 전송, 특히 디지털 PCM 시스템에서 널리 사용됩니다.

또한 수신 신호 s(t)의 총 전력 Ptot는 주파수 및 시분할(아래에서 고려되는 다른 선형 분할 시스템) 모두에 대해 변동하는 간섭이 있을 때 주어진 충실도를 보장하는 데 필요합니다. 동일한 유형의 변조 P total = NP를 사용하는 단일 채널 전송의 경우 전력 P보다 N배 더 많은 경우. 독립적인 신호를 추가하면 해당 신호의 전력이 추가되기 때문에 이는 이해하기 쉽습니다. 실제로 이 조건에서 다채널 시스템에서는 누화 때문에 수신 충실도가 단일 채널 시스템보다 다소 낮습니다. 다채널 시스템에서 신호 전력을 증가시키면 누화의 영향을 줄이는 것은 불가능하다. 이 경우 후자의 전력도 함께 증가하고 비선형 원점의 간섭의 경우에는 신호 전력.

신호의 위상 분리. 이제 사인파 신호 세트를 고려하십시오.

여기서 전송할 정보는 진폭 Ak(진폭 변조)의 변화에 ​​포함되며, 신호 ω 0 의 캐리어 주파수는 동일하고 신호는 초기 위상 φ k 에서 다릅니다.

N개의 신호 세트(9.16) 중에서 2개의 신호만 선형 독립적입니다. 모든 n>2 신호는 선형 종속적입니다. 이는 진폭 A i 및 A k 및 위상 φ i 및 φ k의 임의 값을 갖는 하나의 반송파 주파수 ω 0에서 2채널 전송 *만 제공될 수 있음을 의미합니다.

* (고정 진폭 A i 및 위상 φ i에서의 신호 분리는 § 9.5에서 논의됩니다.)

실제로 φ 2 - φ 1 = π/2 값이 주로 사용됩니다.

s 1 (t) \u003d A 1 sin ω 0 t; s 2 (t) \u003d A 2 sin (ω 0 t + π / t) \u003d A 2 cos ω 0 t, (9.17)

이 경우 신호 s 1(t) 및 s 2(t)는 직교하므로 시스템 구현이 용이하고 에너지 성능이 향상됩니다.