Nikolai Petrușov
TL494, ce fel de „fiară” este aceasta?
TL494 (Texas Instruments) este probabil cel mai obișnuit controler PWM, pe baza căruia a fost creată cea mai mare parte a surselor de alimentare pentru computer și a componentelor de alimentare ale diverselor aparate de uz casnic.
Și chiar și acum acest microcircuit este destul de popular printre radioamatorii care construiesc surse de alimentare cu comutație. Analogul domestic al acestui microcircuit este M1114EU4 (KR1114EU4). În plus, diferite companii străine produc acest microcircuit cu denumiri diferite. De exemplu IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Totul este același cip.
Vârsta sa este mult mai mică decât TL431. A început să fie produs de Texas Instruments undeva la sfârșitul anilor 90 - începutul anilor 2000.
Să încercăm să ne dăm seama împreună ce este ea și ce fel de „fiară” este aceasta? Vom lua în considerare cipul TL494 (Texas Instruments).
Deci, mai întâi, să vedem ce este înăuntru.
Compus.
Contine:
- generator de tensiune din dinti de ferastrau (SPG);
- comparator de reglare a timpului mort (DA1);
- Comparator de ajustare PWM (DA2);
- amplificator de eroare 1 (DA3), utilizat în principal pentru tensiune;
- amplificator de eroare 2 (DA4), utilizat în principal pentru semnalul limită de curent;
- sursa de tensiune de referinta stabila (VS) la 5V cu pin extern 14;
- circuit de control pentru funcționarea etajului de ieșire.
Apoi, desigur, ne vom uita la toate componentele sale și vom încerca să ne dăm seama de ce este nevoie de toate acestea și cum funcționează totul, dar mai întâi va trebui să îi dăm parametrii de funcționare (caracteristicile).
| Opțiuni | Min. | Max. | Unitate Schimbare |
| V CC Tensiune de alimentare | 7 | 40 | ÎN |
| V I Tensiunea de intrare a amplificatorului | -0,3 | V CC - 2 | ÎN |
| V O Tensiune colector | 40 | ÎN | |
| curent de colector (fiecare tranzistor) | 200 | mA | |
| Curent de feedback | 0,3 | mA | |
| f OSC Frecvența oscilatorului | 1 | 300 | kHz |
| C T Capacitatea generatorului | 0,47 | 10000 | nF |
| R T Rezistența rezistenței generatorului | 1,8 | 500 | kOhm |
| T A Temperatura de lucru TL494C TL494I |
0 | 70 | °C |
| -40 | 85 | °C |
Caracteristicile sale limitative sunt următoarele;
Tensiunea de alimentare................................................ .....41V
Tensiunea de intrare a amplificatorului..................................(Vcc+0,3)V
Tensiune de ieșire colector................................41V
Curentul de ieșire al colectorului.................................................. ....250mA
Putere disipată totală în modul continuu....1W
Locația și scopul pinii microcircuitului.
Concluzia 1
Aceasta este intrarea neinversoare (pozitivă) a amplificatorului de eroare 1.
Dacă tensiunea de intrare este mai mică decât tensiunea de pe pinul 2, atunci nu va exista nicio eroare la ieșirea acestui amplificator, nu va exista nicio tensiune (ieșirea va avea un nivel scăzut) și nu va avea niciun efect asupra lățimea (factorul de sarcină) a impulsurilor de ieșire.
Dacă tensiunea la acest pin este mai mare decât la pinul 2, atunci la ieșirea acestui amplificator 1 va apărea o tensiune (ieșirea amplificatorului 1 va avea un nivel ridicat) și lățimea (factorul de sarcină) a impulsurilor de ieșire va apărea scade cu atât mai mult, cu atât este mai mare tensiunea de ieșire a acestui amplificator (maximum 3,3 volți).
Concluzia 2
Aceasta este intrarea inversoare (negativă) a amplificatorului de semnal de eroare 1.
Dacă tensiunea de intrare pe acest pin este mai mare decât pe pinul 1, nu va exista nicio eroare de tensiune la ieșirea amplificatorului (ieșirea va fi scăzută) și nu va avea niciun efect asupra lățimii (factorului de sarcină) a ieșirii. impulsuri.
Dacă tensiunea la acest pin este mai mică decât la pinul 1, ieșirea amplificatorului va fi ridicată.
Amplificatorul de eroare este un op-amp obișnuit cu un câștig de ordinul = 70..95 dB la tensiune DC (Ku = 1 la o frecvență de 350 kHz). Gama de tensiune de intrare a amplificatorului operațional se extinde de la -0,3V la tensiunea de alimentare, minus 2V. Adică, tensiunea maximă de intrare trebuie să fie cu cel puțin doi volți mai mică decât tensiunea de alimentare.
Concluzia 3
Acestea sunt ieșirile amplificatoarelor de eroare 1 și 2, conectate la acest pin prin diode (circuit SAU). Dacă tensiunea de la ieșirea oricărui amplificator se schimbă de la scăzut la ridicat, atunci la pinul 3 crește și el.
Dacă tensiunea la acest pin depășește 3,3 V, atunci impulsurile de la ieșirea microcircuitului dispar (ciclu de lucru zero).
Dacă tensiunea la acest pin este aproape de 0 V, atunci durata impulsurilor de ieșire (factor de sarcină) va fi maximă.
Pinul 3 este de obicei folosit pentru a furniza feedback la amplificatoare, dar dacă este necesar, pinul 3 poate fi folosit și ca intrare pentru a oferi modificări ale lățimii impulsului.
Dacă tensiunea pe ea este mare (> ~ 3,5 V), atunci nu vor exista impulsuri la ieșirea MS. Alimentarea nu va porni sub nicio formă.
Concluzia 4
Controlează intervalul de variație a timpului „mort” (English Dead-Time Control), în principiu este același ciclu de funcționare.
Dacă tensiunea de pe acesta este aproape de 0 V, atunci ieșirea microcircuitului va avea atât impulsurile de lățime minimă posibilă, cât și maximă, care pot fi setate în consecință de alte semnale de intrare (amplificatoare de eroare, pin 3).
Dacă tensiunea la acest pin este de aproximativ 1,5 V, atunci lățimea impulsurilor de ieșire va fi de aproximativ 50% din lățimea lor maximă.
Dacă tensiunea la acest pin depășește 3,3 V, atunci nu vor exista impulsuri la ieșirea MS. Alimentarea nu va porni sub nicio formă.
Dar nu trebuie să uitați că, pe măsură ce timpul „mort” crește, intervalul de reglare PWM va scădea.
Schimbând tensiunea la pinul 4, puteți seta o lățime fixă a timpului „mort” (divizor R-R), puteți implementa un mod de pornire ușoară în sursa de alimentare (lanț R-C), puteți asigura oprirea de la distanță a MS (cheie) și de asemenea, puteți utiliza acest pin ca intrare de control liniară.
Să căutăm (pentru cei care nu știu) ce este timpul „mort” și pentru ce este nevoie.
Când funcționează un circuit de alimentare push-pull, impulsurile sunt furnizate alternativ de la ieșirile microcircuitului către bazele (porțile) tranzistoarelor de ieșire. Deoarece orice tranzistor este un element inerțial, nu se poate închide (deschide) instantaneu atunci când un semnal este eliminat (furnizat) de la baza (poarta) tranzistorului de ieșire. Și dacă impulsurile sunt aplicate tranzistorilor de ieșire fără timp „mort” (adică un impuls este eliminat dintr-unul și aplicat imediat celui de-al doilea), poate veni un moment în care un tranzistor nu are timp să se închidă, dar al doilea are deja deschis. Apoi tot curentul (numit prin curent) va curge prin ambele tranzistoare deschise, ocolind sarcina (înfășurarea transformatorului) și, deoarece nu va fi limitat de nimic, tranzistoarele de ieșire vor eșua instantaneu.
Pentru a preveni acest lucru, este necesar ca după terminarea unui impuls și înainte de începerea celuilalt, să fi trecut un anumit timp, suficient pentru închiderea sigură a tranzistorului de ieșire de la a cărui intrare a fost eliminat semnalul de control.
Acest timp se numește timp „mort”.
Da, dacă ne uităm la figura cu compoziția microcircuitului, vedem că pinul 4 este conectat la intrarea comparatorului de reglare a timpului mort (DA1) printr-o sursă de tensiune de 0,1-0,12 V. Pentru ce se face asta?
Acest lucru se face tocmai pentru a se asigura că lățimea maximă (factor de sarcină) a impulsurilor de ieșire nu este niciodată egală cu 100%, pentru a asigura funcționarea în siguranță a tranzistoarelor de ieșire (ieșire).
Adică, dacă „conectați” pinul 4 la firul comun, atunci la intrarea comparatorului DA1 nu va exista încă o tensiune zero, dar va exista o tensiune de doar această valoare (0,1-0,12 V) și impulsuri. de la generatorul de tensiune din dinți de ferăstrău (RPG) vor apărea la ieșirea microcircuitului numai atunci când amplitudinea lor la pinul 5 depășește această tensiune. Adică, microcircuitul are un prag maxim fix al ciclului de lucru al impulsurilor de ieșire, care nu va depăși 95-96% pentru modul de funcționare cu un singur ciclu al etapei de ieșire și 47,5-48% pentru push-pull. modul de funcționare al etajului de ieșire.
Concluzia 5
Aceasta este ieșirea GPG; este destinată conectării la acesta a unui condensator de temporizare Ct, al cărui capăt este conectat la firul comun. Capacitatea sa este de obicei selectată de la 0,01 µF la 0,1 µF, în funcție de frecvența de ieșire a impulsurilor GPG ale controlerului PWM. De regulă, aici sunt utilizați condensatori de înaltă calitate.
Frecvența de ieșire a GPG poate fi controlată la acest pin. Oscilația tensiunii de ieșire a generatorului (amplitudinea impulsurilor de ieșire) este undeva în jur de 3 volți.
Concluzia 6
Aceasta este și ieșirea GPN, destinată conectării la aceasta a unui rezistor de setare a timpului Rt, al cărui capăt este conectat la firul comun.
Valorile Rt și Ct determină frecvența de ieșire a pompei de gaz și sunt calculate folosind formula pentru modul de funcționare cu un singur ciclu;
Pentru modul de operare push-pull, formula este următoarea;
Pentru controlerele PWM de la alte companii, frecvența este calculată folosind aceeași formulă, cu excepția faptului că numărul 1 va trebui schimbat la 1.1.
Concluzia 7
Se conectează la firul comun al circuitului dispozitivului de pe controlerul PWM.
Concluzia 8
Microcircuitul conține o etapă de ieșire cu două tranzistoare de ieșire, care sunt comutatoarele sale de ieșire. Bornele colectoarelor și emițătorilor acestor tranzistoare sunt libere și, prin urmare, în funcție de nevoie, acești tranzistori pot fi incluși în circuit pentru a funcționa atât cu un emițător comun, cât și cu un colector comun.
În funcție de tensiunea de la pinul 13, această etapă de ieșire poate funcționa fie în modul push-pull, fie în modul unic. În modul de funcționare single-ended, acești tranzistori pot fi conectați în paralel pentru a crește curentul de sarcină, ceea ce se face de obicei.
Deci, pinul 8 este pinul colector al tranzistorului 1.
Concluzia 9
Acesta este pinul emițătorului tranzistorului 1.
Concluzia 10
Acesta este pinul emițătorului tranzistorului 2.
Concluzia 11
Acesta este colectorul tranzistorului 2.
Concluzia 12
La acest pin este conectat „plusul” sursei de alimentare TL494CN.
Concluzia 13
Aceasta este ieșirea pentru selectarea modului de funcționare al etajului de ieșire. Dacă acest pin este conectat la firul comun, treapta de ieșire va funcționa în modul single-ended. Semnalele de ieșire la bornele comutatoarelor tranzistorului vor fi aceleași.
Dacă aplicați o tensiune de +5 V acestui pin (conectați pinii 13 și 14), atunci comutatoarele de ieșire vor funcționa în modul push-pull. Semnalele de ieșire la bornele comutatoarelor tranzistorului vor fi defazate, iar frecvența impulsurilor de ieșire va fi la jumătate.
Concluzia 14
Aceasta este ieșirea grajdului ȘI scurgere DESPRE porno N tensiune (ION), Cu o tensiune de ieșire de +5 V și un curent de ieșire de până la 10 mA, care poate fi folosit ca referință pentru comparație în amplificatoare de eroare și în alte scopuri.
Concluzia 15
Funcționează exact la fel ca pinul 2. Dacă al doilea amplificator de eroare nu este utilizat, atunci pinul 15 este pur și simplu conectat la pinul 14 (tensiune de referință +5 V).
Concluzia 16
Funcționează în același mod ca pinul 1. Dacă al doilea amplificator de eroare nu este utilizat, acesta este de obicei conectat la firul comun (pin 7).
Cu pinul 15 conectat la +5V și pinul 16 conectat la masă, nu există tensiune de ieșire de la al doilea amplificator, așa că nu are niciun efect asupra funcționării cipului.
Principiul de funcționare al microcircuitului.
Deci, cum funcționează controlerul TL494 PWM?
Mai sus, am examinat în detaliu scopul pinii acestui microcircuit și ce funcție îndeplinesc.
Dacă toate acestea sunt analizate cu atenție, atunci din toate acestea devine clar cum funcționează acest microcircuit. Dar voi descrie încă o dată foarte pe scurt principiul funcționării sale.
Când microcircuitul este de obicei pornit și îi este furnizată energie (minus pinului 7, plus pinului 12), GPG începe să producă impulsuri dinți de ferăstrău cu o amplitudine de aproximativ 3 volți, a căror frecvență depinde de C și R. conectat la pinii 5 și 6 ai microcircuitului.
Dacă valoarea semnalelor de control (la pinii 3 și 4) este mai mică de 3 volți, la comutatoarele de ieșire ale microcircuitului apar impulsuri dreptunghiulare, a căror lățime (factor de sarcină) depinde de valoarea semnalelor de control la pini. 3 și 4.
Adică, microcircuitul compară tensiunea pozitivă din dinte de ferăstrău de la condensatorul Ct (C1) cu oricare dintre cele două semnale de control.
Circuitele logice pentru controlul tranzistorilor de ieșire VT1 și VT2 le deschid numai atunci când tensiunea impulsurilor dinți de ferăstrău este mai mare decât semnalele de control. Și cu cât această diferență este mai mare, cu atât impulsul de ieșire este mai larg (cu atât ciclul de lucru este mai mare).
Tensiunea de control la pinul 3 depinde la rândul său de semnalele de la intrările amplificatoarelor operaționale (amplificatoare de eroare), care la rândul lor pot controla tensiunea de ieșire și curentul de ieșire al sursei de alimentare.
Astfel, o creștere sau scădere a valorii oricărui semnal de control determină o scădere liniară corespunzătoare sau o creștere a lățimii impulsurilor de tensiune la ieșirile microcircuitului.
După cum sa menționat mai sus, tensiunea de la pinul 4 (controlul timpului mort), intrările amplificatoarelor de eroare sau semnalul de feedback direct de la pinul 3 pot fi utilizate ca semnale de control.
Teoria, după cum se spune, este teorie, dar va fi mult mai bine să vedem și să „atingem” toate acestea în practică, așa că haideți să asamblam următorul circuit pe o placă și să vedem cu ochii noștri cum funcționează totul.
Cea mai simplă și rapidă modalitate este să le asamblați pe o placă. Da, am instalat cipul KA7500. Pinul „13” al microcircuitului este conectat la firul comun, adică comutatoarele noastre de ieșire vor funcționa în modul cu un singur ciclu (semnalele de pe tranzistoare vor fi aceleași), iar frecvența de repetiție a impulsurilor de ieșire va corespunde cu frecvența tensiunii din dinte de ferăstrău a GPG.
Am conectat osciloscopul la următoarele puncte de control:
- Primul fascicul la pinul „4”, pentru a controla tensiunea constantă la acest pin. Situat în centrul ecranului pe linia zero. Sensibilitate - 1 volt pe diviziune;
- Al doilea fascicul la pinul „5”, pentru a controla tensiunea dinte de ferăstrău a GPG. De asemenea, este situat pe linia zero (ambele fascicule sunt combinate) in centrul osciloscopului si cu aceeasi sensibilitate;
- Al treilea fascicul la ieșirea microcircuitului la pinul „9”, pentru a controla impulsurile la ieșirea microcircuitului. Sensibilitatea fasciculului este de 5 volți pe diviziune (0,5 volți, plus un divizor cu 10). Situat în partea de jos a ecranului osciloscopului.
Am uitat să spun, comutatoarele de ieșire ale microcircuitului sunt conectate la un colector comun. Cu alte cuvinte - conform circuitului urmăritor al emițătorului. De ce repetitor? Pentru că semnalul de la emițătorul tranzistorului repetă exact semnalul de bază, astfel încât să putem vedea clar totul.
Dacă eliminați semnalul din colectorul tranzistorului, acesta va fi inversat (cu susul în jos) în raport cu semnalul de bază.
Alimentam microcircuitul si vedem ce avem la terminale.
Pe al patrulea picior avem zero (glisorul rezistenței trimmerului este în poziția cea mai de jos), primul fascicul este pe linia zero din centrul ecranului. Nici amplificatoarele de eroare nu funcționează.
Pe al cincilea picior vedem o tensiune în dinte de ferăstrău a GPN (a doua rază), cu o amplitudine de puțin mai mult de 3 volți.
La ieșirea microcircuitului (pin 9) vedem impulsuri dreptunghiulare cu o amplitudine de aproximativ 15 volți și o lățime maximă (96%). Punctele din partea de jos a ecranului reprezintă exact pragul fix al ciclului de lucru. Pentru a fi mai ușor de văzut, să activăm întinderea pe osciloscop.
Ei bine, acum o poți vedea mai bine. Acesta este exact momentul în care amplitudinea impulsului scade la zero și tranzistorul de ieșire este închis pentru acest timp scurt. Nivelul zero pentru acest fascicul este în partea de jos a ecranului.
Ei bine, să adăugăm tensiune la pinul „4” și să vedem ce obținem.
La pinul „4” am setat o tensiune constantă de 1 volt folosind un rezistor de tăiere, primul fascicul a crescut cu o diviziune (linie dreaptă pe ecranul osciloscopului). Ce vedem? Timpul mort a crescut (ciclul de lucru a scăzut), aceasta este linia punctată din partea de jos a ecranului. Adică, tranzistorul de ieșire este închis pentru aproximativ jumătate din durata impulsului în sine.
Să mai adăugăm un volt cu un rezistor de tăiere la pinul „4” al microcircuitului.
Vedem că primul fascicul a mai crescut o diviziune, durata impulsurilor de ieșire a devenit și mai scurtă (1/3 din durata întregului impuls), iar timpul mort (timpul de închidere a tranzistorului de ieșire) a crescut. la două treimi. Adică, este clar că logica microcircuitului compară nivelul semnalului GPG cu nivelul semnalului de control și trece la ieșire doar acel semnal GPG al cărui nivel este mai mare decât semnalul de control.
Pentru a fi și mai clar, durata (lățimea) impulsurilor de ieșire ale microcircuitului va fi aceeași cu durata (lățimea) impulsurilor de ieșire a tensiunii din dinți de ferăstrău situate deasupra nivelului semnalului de control (deasupra liniei drepte de pe osciloscop). ecran).
Să mergem mai departe, adăugați încă un volt la pinul „4” al microcircuitului. Ce vedem? La ieșirea microcircuitului există impulsuri foarte scurte, aproximativ aceleași ca lățime cu vârfurile tensiunii din dinte de ferăstrău care ies deasupra liniei drepte. Să pornim întinderea pe osciloscop, astfel încât pulsul să fie mai vizibil.
Aici, vedem un impuls scurt, timp în care tranzistorul de ieșire va fi deschis, iar restul timpului (linia inferioară de pe ecran) va fi închis.
Ei bine, să încercăm să creștem și mai mult tensiunea la pinul „4”. Folosim un rezistor de tăiere pentru a seta tensiunea la ieșire peste nivelul tensiunii din dinte de ferăstrău a GPG.
Ei bine, asta este, sursa noastră de alimentare nu va mai funcționa, deoarece ieșirea este complet „calmă”. Nu există impulsuri de ieșire, deoarece la pinul de control „4” avem un nivel constant de tensiune mai mare de 3,3 volți.
Absolut același lucru se va întâmpla dacă aplicați un semnal de control la pinul „3” sau la orice amplificator de eroare. Dacă cineva este interesat, îl puteți verifica singur experimental. Mai mult, dacă semnalele de control sunt pe toți pinii de control simultan și controlează microcircuitul (prevalează), va exista un semnal de la pinii de control a cărui amplitudine este mai mare.
Ei bine, să încercăm să deconectam pinul „13” de la firul comun și să-l conectăm la pinul „14”, adică să comutăm modul de funcționare al comutatoarelor de ieșire de la un singur ciclu la push-pull. Să vedem ce putem face.
Folosind un rezistor de tăiere, aducem din nou tensiunea la pinul „4” la zero. Porniți alimentarea. Ce vedem?
Ieșirea microcircuitului conține și impulsuri dreptunghiulare de durată maximă, dar frecvența de repetare a acestora a devenit jumătate din frecvența impulsurilor dinți de ferăstrău.
Aceleași impulsuri vor fi pe cel de-al doilea tranzistor cheie al microcircuitului (pinul 10), singura diferență fiind că acestea vor fi deplasate în timp față de acestea cu 180 de grade.
Există, de asemenea, un prag maxim al ciclului de lucru (2%). Acum nu este vizibil, trebuie să conectați al 4-lea fascicul al osciloscopului și să combinați cele două semnale de ieșire împreună. A patra sondă nu este la îndemână, așa că nu am făcut-o. Oricine dorește, verificați-l practic pentru a vă asigura de acest lucru.
În acest mod, microcircuitul funcționează exact în același mod ca în modul cu un singur ciclu, singura diferență fiind că durata maximă a impulsurilor de ieșire aici nu va depăși 48% din durata totală a impulsului.
Deci nu vom lua în considerare acest mod mult timp, ci doar vedem ce fel de impulsuri avem atunci când tensiunea la pinul „4” este de doi volți.
Creștem tensiunea cu un rezistor trimmer. Lățimea impulsurilor de ieșire a scăzut la 1/6 din durata totală a impulsului, adică exact de două ori decât în modul de funcționare cu un singur ciclu al comutatoarelor de ieșire (de 1/3 ori acolo).
La ieșirea celui de-al doilea tranzistor (pin 10) vor exista aceleași impulsuri, doar deplasate în timp cu 180 de grade.
Ei bine, în principiu, am analizat funcționarea controlerului PWM.
De asemenea, pe pinul „4”. După cum am menționat mai devreme, acest pin poate fi folosit pentru o pornire „soft” a sursei de alimentare. Cum să organizezi asta?
Foarte simplu. Pentru a face acest lucru, conectați un circuit RC la pinul „4”. Iată un exemplu de fragment al diagramei:
Cum funcționează „pornirea soft” aici? Să ne uităm la diagramă. Condensatorul C1 este conectat la ION (+5 volți) prin rezistența R5.
Când microcircuitul este alimentat (pin 12), +5 volți apare la pinul 14. Condensatorul C1 începe să se încarce. Curentul de încărcare al condensatorului trece prin rezistorul R5, în momentul pornirii acestuia este maxim (condensatorul este descărcat) și are loc o cădere de tensiune de 5 volți pe rezistorul, care este alimentat pinului „4”. Această tensiune, așa cum am descoperit deja experimental, interzice trecerea impulsurilor la ieșirea microcircuitului.
Pe măsură ce condensatorul se încarcă, curentul de încărcare scade și scăderea tensiunii pe rezistor scade în consecință. Tensiunea de la pinul „4” scade și ea și impulsurile încep să apară la ieșirea microcircuitului, a căror durată crește treptat (pe măsură ce condensatorul se încarcă). Când condensatorul este complet încărcat, curentul de încărcare se oprește, tensiunea la pinul „4” devine aproape de zero, iar pinul „4” nu mai afectează durata impulsurilor de ieșire. Sursa de alimentare revine la modul de funcționare.
Desigur, ați ghicit că timpul de pornire a sursei de alimentare (ajunge în modul de funcționare) va depinde de dimensiunea rezistenței și a condensatorului, iar prin selectarea acestora va fi posibilă reglarea acestui timp.
Ei bine, aceasta este pe scurt toată teoria și practica și nu este nimic deosebit de complicat aici, iar dacă înțelegeți și înțelegeți munca acestui PWM, atunci nu vă va fi dificil să înțelegeți și să înțelegeți munca altor PWM-uri.
Le doresc tuturor succes.
ARTICOLUL A FOST PREGĂTIT PE BAZA CARTEI DE A. V. GOLOVKOV și V. B LYUBITSKY „ALIMENTAREA DE ALIMENTARE PENTRU MODULELE DE SISTEM ALE EDITURII IBM PC-XT/AT TYPE” „LAD&N” Moscova 1995 descărcată în format electronic de pe Internet
IC CONTROL TL494
În UPS-urile moderne, circuitele integrate specializate (CI) sunt de obicei utilizate pentru a genera tensiunea de control pentru comutarea tranzistoarelor de putere ale convertorului.
Un circuit integrat de control ideal pentru a asigura funcționarea normală a unui UPS în modul PWM ar trebui să satisfacă cele mai multe dintre următoarele condiții:
tensiune de funcționare nu mai mare de 40V;
prezența unei surse de tensiune de referință foarte stabilă, stabilizată termic;
prezența unui generator de tensiune din dinți de ferăstrău
oferind capacitatea de a sincroniza o pornire soft programabilă cu un semnal extern;
prezența unui amplificator de semnal de nepotrivire cu o tensiune mare în mod comun;
prezența unui comparator PWM;
prezența unui declanșator controlat cu puls;
prezența unei cascade pre-terminale cu două canale cu protecție la scurtcircuit;
prezența logicii de suprimare a impulsului dublu;
disponibilitatea mijloacelor de corectare a simetriei tensiunilor de ieșire;
prezența limitării curentului într-o gamă largă de tensiuni de mod comun, precum și limitarea curentului în fiecare perioadă cu oprire în modul de urgență;
disponibilitatea controlului automat cu transmisie directă;
asigurarea opririi la scaderea tensiunii de alimentare;
asigurarea protecției la supratensiune;
asigurarea compatibilităţii cu logica TTL/CMOS;
asigurarea pornirii și opririi de la distanță.
Figura 11. Cipul de control TL494 și pinout-ul acestuia.
În marea majoritate a cazurilor, un microcircuit de tip TL494CN fabricat de TEXAS INSTRUMENT (SUA) este utilizat ca circuit de control pentru clasa de UPS luată în considerare (Fig. 11). Implementează majoritatea funcțiilor enumerate mai sus și este produs de un număr de companii străine sub diferite nume. De exemplu, compania SHARP (Japonia) produce microcircuitul IR3M02, compania FAIRCHILD (SUA) - UA494, compania SAMSUNG (Coreea) - KA7500, compania FUJITSU (Japonia) - MB3759 etc. Toate aceste microcircuite sunt analoge complete ale microcircuitului domestic KR1114EU4. Să luăm în considerare în detaliu proiectarea și funcționarea acestui cip de control. Este special conceput pentru a controla partea de alimentare a UPS-ului și conține (Fig. 12):
Figura 12. Diagrama funcțională a CI TL494
Generator de tensiune rampă DA6; frecvența GPG este determinată de valorile rezistenței și condensatorului conectate la pinii 5 și 6, iar în clasa de alimentare luată în considerare este aleasă să fie de aproximativ 60 kHz;
sursă de tensiune de referință stabilizată DA5 (Uref=+5,OB) cu ieșire externă (pin 14);
comparator de zonă moartă DA1;
comparator PWM DA2;
amplificator de eroare de tensiune DA3;
amplificator de eroare pentru semnal limită de curent DA4;
două tranzistoare de ieșire VT1 și VT2 cu colectoare și emițători deschise;
D-trigger dinamic push-pull în modul de divizare a frecvenței cu 2 - DD2;
elemente logice auxiliare DD1 (2-SAU), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-SAU-NU), DD6 (2-SAU-NU), DD7 (NU);
sursă de tensiune constantă cu un rating de 0,1BDA7;
Sursă DC cu o valoare nominală de 0,7 mA DA8.
Circuitul de control va porni, de ex. secvențe de impulsuri vor apărea pe pinii 8 și 11 dacă la pinul 12 se aplică orice tensiune de alimentare, al cărei nivel este în intervalul de la +7 la +40 V. Întregul set de unități funcționale incluse în TL494 IC poate fi împărțit. în partea digitală și cea analogică (căile semnalului digital și analogic). Partea analogică include amplificatoare de eroare DA3, DA4, comparatoare DA1, DA2, generator de tensiune dinți de ferăstrău DA6, precum și surse auxiliare DA5, DA7, DA8. Toate celelalte elemente, inclusiv tranzistoarele de ieșire, formează partea digitală (calea digitală).
Figura 13. Funcționarea CI TL494 în modul nominal: U3, U4, U5 - tensiuni la pinii 3, 4, 5.
Să luăm în considerare mai întâi funcționarea căii digitale. Diagramele de timp care explică funcționarea microcircuitului sunt prezentate în Fig. 13. Din diagramele de timp este clar că momentele de apariție a impulsurilor de control de ieșire ale microcircuitului, precum și durata acestora (diagramele 12 și 13) sunt determinate de starea ieșirii elementului logic DD1 (diagrama 5). ). Restul „logicii” îndeplinește doar funcția auxiliară de a împărți impulsurile de ieșire ale DD1 în două canale. În acest caz, durata impulsurilor de ieșire ale microcircuitului este determinată de durata stării deschise a tranzistoarelor sale de ieșire VT1, VT2. Deoarece ambele tranzistoare au colectoare și emițători deschisi, acestea pot fi conectate în două moduri. Când sunt pornite conform unui circuit cu un emițător comun, impulsurile de ieșire sunt îndepărtate de la încărcările colectoarelor externe ale tranzistoarelor (de la pinii 8 și 11 ai microcircuitului), iar impulsurile în sine sunt direcționate în jos de la nivelul pozitiv (principalul). marginile pulsurilor sunt negative). Emițătorii tranzistorilor (pinii 9 și 10 ai microcircuitului) în acest caz sunt de obicei împământate. Când sunt pornite conform unui circuit cu un colector comun, sarcinile externe sunt conectate la emițătorii tranzistoarelor, iar impulsurile de ieșire, direcționate în acest caz de supratensiuni (marginile de conducere ale impulsurilor sunt pozitive), sunt îndepărtate de la emițătorii de tranzistoare VT1, VT2. Colectoarele acestor tranzistoare sunt conectate la magistrala de alimentare a cipul de control (Upom).
Impulsurile de ieșire ale unităților funcționale rămase care fac parte din partea digitală a microcircuitului TL494 sunt direcționate în sus, indiferent de schema de circuit a microcircuitului.
Declanșatorul DD2 este un flip-flop D dinamic push-pull. Principiul funcționării sale este următorul. Pe marginea anterioară (pozitivă) a impulsului de ieșire al elementului DD1, starea de intrare D a flip-flop-ului DD2 este scrisă în registrul intern. Din punct de vedere fizic, aceasta înseamnă că prima dintre cele două flip-flops incluse în DD2 este comutată. Când impulsul de la ieșirea elementului DD1 se termină, al doilea flip-flop din DD2 este comutat de-a lungul muchiei descendetoare (negative) a acestui impuls și starea ieșirilor DD2 se schimbă (informația citită de la intrarea D apare la ieșirea Q) . Acest lucru elimină posibilitatea ca un impuls de deblocare să apară la baza fiecăruia dintre tranzistoarele VT1, VT2 de două ori pe parcursul unei perioade. Într-adevăr, atâta timp cât nivelul impulsului la intrarea C a declanșatorului DD2 nu sa schimbat, starea ieșirilor sale nu se va schimba. Prin urmare, impulsul este transmis la ieșirea microcircuitului printr-unul dintre canale, de exemplu cel superior (DD3, DD5, VT1). Când pulsul la intrarea C se termină, declanșatorul DD2 comută, blochează canalul superior și deblochează canalul inferior (DD4, DD6, VT2). Prin urmare, următorul impuls care ajunge la intrarea C și intrările DD5, DD6 va fi transmis la ieșirea microcircuitului prin canalul inferior. Astfel, fiecare dintre impulsurile de ieșire ale elementului DD1, cu marginea sa negativă, comută declanșatorul DD2 și, prin urmare, schimbă canalul de trecere al următorului impuls. Prin urmare, materialul de referință pentru microcircuitul de control indică faptul că arhitectura microcircuitului asigură suprimarea dublă a impulsurilor, adică elimină apariția a două impulsuri de deblocare bazate pe același tranzistor pe perioadă.
Să luăm în considerare în detaliu o perioadă de funcționare a căii digitale a microcircuitului.
Apariția unui impuls de deblocare bazat pe tranzistorul de ieșire al canalului superior (VT1) sau inferior (VT2) este determinat de logica funcționării elementelor DD5, DD6 ("2OR-NOT") și de starea elementelor DD3, DD4 (“2AND”), care, la rândul său, este determinat de starea declanșatorului DD2.
Logica de funcționare a elementului 2-SAU-NU, așa cum se știe, este că la ieșirea unui astfel de element apare o tensiune de nivel înalt (1 logic) în singurul caz în care niveluri de tensiune joase (0 logic) sunt prezente la ambele intrări ale sale. Pentru alte combinații posibile de semnale de intrare, ieșirea elementului 2 SAU-NU are un nivel de tensiune scăzut (0 logic). Prin urmare, dacă la ieșirea Q a declanșatorului DD2 există un 1 logic (momentul ti al diagramei 5 din Fig. 13), iar la ieșirea /Q există un 0 logic, atunci la ambele intrări ale elementului DD3 (2I ) va fi 1 logic și, prin urmare, va apărea un 1 logic la ieșirea DD3, și deci la una dintre intrările elementului DD5 (2SAU-NU) ale canalului superior. Prin urmare, indiferent de nivelul semnalului care ajunge la a doua intrare a acestui element de la ieșirea elementului DD1, starea ieșirii DD5 va fi logic O, iar tranzistorul VT1 va rămâne în stare închis. Starea de ieșire a elementului DD4 va fi 0 logic, deoarece 0 logic este prezent la una dintre intrările lui DD4, venind acolo de la ieșirea /Q a flip-flop-ului DD2. 0 logic de la ieșirea elementului DD4 este furnizat la una dintre intrările elementului DD6 și face posibilă trecerea unui impuls prin canalul inferior. Acest impuls de polaritate pozitivă (1 logic) va apărea la ieșirea lui DD6 și, prin urmare, la baza VT2 în timpul pauzei dintre impulsurile de ieșire ale elementului DD1 (adică pentru timpul în care există un 0 logic la ieșirea lui DD1). - intervalul trt2 din diagrama 5, Fig. 13). Prin urmare, tranzistorul VT2 se deschide și un impuls apare pe colectorul său, ejectându-l în jos de la nivelul pozitiv (dacă este conectat conform unui circuit cu un emițător comun).
Începutul următorului impuls de ieșire al elementului DD1 (momentul t2 al diagramei 5 din Fig. 13) nu va schimba starea elementelor traseului digital al microcircuitului, cu excepția elementului DD6, la ieșirea căruia o va apărea 0 logic și, prin urmare, tranzistorul VT2 se va închide. Finalizarea impulsului de ieșire DD1 (momentul ta) va determina o schimbare a stării ieșirilor declanșatorului DD2 spre opus (0 logic - la ieșirea Q, 1 logic - la ieșirea /Q). Prin urmare, starea ieșirilor elementelor DD3, DD4 se va schimba (la ieșirea lui DD3 - 0 logic, la ieșirea DD4 - 1 logic). Pauza care a început în momentul!3 la ieșirea elementului DD1 va face posibilă deschiderea tranzistorului VT1 al canalului superior. 0 logic la ieșirea elementului DD3 va „confirma” această posibilitate, transformând-o în aspectul real al unui impuls de deblocare bazat pe tranzistorul VT1. Acest impuls durează până în momentul U, după care VT1 se închide și procesele se repetă.
Astfel, ideea principală a funcționării căii digitale a microcircuitului este că durata impulsului de ieșire la pinii 8 și 11 (sau la pinii 9 și 10) este determinată de durata pauzei dintre impulsurile de ieșire ale elementului DD1. Elementele DD3, DD4 determină canalul pentru trecerea unui impuls folosind un semnal de nivel scăzut, al cărui aspect alternează la ieșirile Q și /Q ale declanșatorului DD2, controlat de același element DD1. Elementele DD5, DD6 sunt circuite de potrivire de nivel scăzut.
Pentru a completa descrierea funcționalității microcircuitului, trebuie remarcată încă o caracteristică importantă. După cum se poate vedea din diagrama funcțională din figură, intrările elementelor DD3, DD4 sunt combinate și ies la pinul 13 al microcircuitului. Prin urmare, dacă un 1 logic este aplicat pinului 13, atunci elementele DD3, DD4 vor funcționa ca repetoare de informații de la ieșirile Q și /Q ale declanșatorului DD2. În acest caz, elementele DD5, DD6 și tranzistoarele VT1, VT2 vor comuta cu o defazare de jumătate de perioadă, asigurând funcționarea părții de putere a UPS-ului, construită conform unui circuit push-pull semi-bridge. Dacă 0 logic este aplicat pinului 13, atunci elementele DD3, DD4 vor fi blocate, adică. starea ieșirilor acestor elemente nu se va modifica (0 logic constant). Prin urmare, impulsurile de ieșire ale elementului DD1 vor afecta elementele DD5, DD6 în același mod. Elementele DD5, DD6 și, prin urmare, tranzistoarele de ieșire VT1, VT2, vor comuta fără schimbare de fază (simultan). Acest mod de funcționare al microcircuitului de control este utilizat dacă partea de putere a UPS-ului este realizată conform unui circuit cu un singur ciclu. În acest caz, colectorii și emițătorii ambelor tranzistoare de ieșire ale microcircuitului sunt combinate în scopul creșterii puterii.
Tensiunea de ieșire este folosită ca unitate logică „hard” în circuitele push-pull
sursa internă a cipului Uref (pinul 13 al cipului este combinat cu pinul 14).
Acum să ne uităm la funcționarea circuitului analogic al microcircuitului.
Starea ieșirii DD1 este determinată de semnalul de ieșire al comparatorului PWM DA2 (diagrama 4), furnizat uneia dintre intrările DD1. Semnalul de ieșire al comparatorului DA1 (Diagrama 2), furnizat la a doua intrare a DD1, nu afectează starea ieșirii DD1 în funcționare normală, care este determinată de impulsurile de ieșire mai largi ale comparatorului PWM DA2.
În plus, din diagramele din Fig. 13 este clar că atunci când nivelul de tensiune se modifică la intrarea neinversoare a comparatorului PWM (diagrama 3), lățimea impulsurilor de ieșire ale microcircuitului (diagramele 12, 13) va se schimba proportional. În funcționare normală, nivelul tensiunii la intrarea neinversoare a comparatorului PWM DA2 este determinat numai de tensiunea de ieșire a amplificatorului de eroare DA3 (deoarece depășește tensiunea de ieșire a amplificatorului DA4), care depinde de nivelul semnal de feedback la intrarea sa neinversabilă (pinul 1 al microcircuitului). Prin urmare, atunci când un semnal de feedback este aplicat pinului 1 al microcircuitului, lățimea impulsurilor de control de ieșire se va modifica proporțional cu modificarea nivelului acestui semnal de feedback, care, la rândul său, se schimbă proporțional cu modificările nivelului. a tensiunii de ieșire a UPS-ului, deoarece Feedback-ul vine de acolo.
Intervalele de timp dintre impulsurile de ieșire la pinii 8 și 11 ai microcircuitului, când ambele tranzistoare de ieșire VT1 și VT2 sunt închise, sunt numite „zone moarte”.
Comparatorul DA1 este numit comparator „zonă moartă”, deoarece determină durata minimă posibilă a acestuia. Să explicăm acest lucru mai detaliat.
Din diagramele de timp din Fig. 13 rezultă că, dacă lățimea impulsurilor de ieșire ale comparatorului PWM DA2 scade dintr-un motiv oarecare, atunci pornind de la o anumită lățime a acestor impulsuri, impulsurile de ieșire ale comparatorului DA1 vor deveni mai largi decât impulsuri de ieșire ale comparatorului PWM DA2 și începe să determine starea de ieșire a elementului logic DD1 și, prin urmare. lățimea impulsurilor de ieșire ale microcircuitului. Cu alte cuvinte, comparatorul DA1 limitează lățimea impulsurilor de ieșire ale microcircuitului la un anumit nivel maxim. Nivelul de limitare este determinat de potențialul la intrarea neinversoare a comparatorului DA1 (pin 4 al microcircuitului) în stare staționară. Cu toate acestea, pe de altă parte, potențialul de la pinul 4 va determina domeniul de reglare a lățimii impulsurilor de ieșire ale microcircuitului. Pe măsură ce potențialul la pinul 4 crește, acest interval se îngustează. Cel mai larg domeniu de reglare se obține atunci când potențialul la pinul 4 este 0.
Cu toate acestea, în acest caz, există pericolul asociat cu faptul că lățimea „zonei moarte” poate deveni egală cu 0 (de exemplu, în cazul unei creșteri semnificative a curentului consumat de la UPS). Aceasta înseamnă că impulsurile de control de la pinii 8 și 11 ai microcircuitului vor urma direct unul după altul. Prin urmare, poate apărea o situație cunoscută sub numele de „defecțiune a rackului”. Se explică prin inerția tranzistoarelor de putere ale invertorului, care nu se pot deschide și închide instantaneu. Prin urmare, dacă aplicați simultan un semnal de blocare la baza unui tranzistor deschis anterior și un semnal de deblocare la baza unui tranzistor închis (adică, cu o „zonă moartă”) zero, atunci veți obține o situație în care un tranzistor nu s-a închis încă, iar celălalt este deja deschis. Apoi are loc o defecțiune de-a lungul suportului de tranzistor al semi-puntului, care constă în fluxul de curent prin ambii tranzistori. Acest curent, după cum se poate observa din diagrama din Fig. 5, ocolește înfășurarea primară a transformatorului de putere și este practic nelimitat. Protecția curentă nu funcționează în acest caz, deoarece curentul nu trece prin senzorul de curent (nu este prezentat în diagramă; proiectarea și principiul de funcționare a senzorilor de curent utilizați vor fi discutate în detaliu în secțiunile ulterioare), ceea ce înseamnă că acest senzor nu poate emite un semnal către circuitul de control. Prin urmare, curentul de trecere atinge o valoare foarte mare într-o perioadă foarte scurtă de timp. Acest lucru duce la o creștere bruscă a puterii eliberate pe ambele tranzistoare de putere și la o defecțiune aproape instantanee (de obicei, defecțiune). În plus, diodele punții redresoare de putere pot fi deteriorate de un curent de trecere. Acest proces se încheie cu suflarea siguranței rețelei, care, datorită inerției sale, nu are timp să protejeze elementele circuitului, ci doar protejează rețeaua primară de suprasarcină.
Prin urmare tensiunea de control; alimentate la bazele tranzistoarelor de putere trebuie să fie formate astfel încât mai întâi unul dintre acești tranzistori să fie închis în mod fiabil și abia apoi celălalt să fie deschis. Cu alte cuvinte, între impulsurile de control furnizate bazelor tranzistoarelor de putere trebuie să existe o deplasare temporală care să nu fie egală cu zero („zonă moartă”). Durata minimă admisă a „zonei moarte” este determinată de inerția tranzistoarelor utilizate ca întrerupătoare de alimentare.
Arhitectura microcircuitului vă permite să ajustați durata minimă a „zonei moarte” folosind potențialul de la pinul 4 al microcircuitului. Acest potențial este setat folosind un divizor extern conectat la magistrala de tensiune de ieșire a sursei interne de referință a microcircuitului Uref.
Unele versiuni UPS nu au un astfel de separator. Aceasta înseamnă că, după finalizarea procesului de pornire ușoară (a se vedea mai jos), potențialul de la pinul 4 al microcircuitului devine egal cu 0. În aceste cazuri, durata minimă posibilă a „zonei moarte” nu va deveni în continuare egală cu 0, dar va fi determinat de sursa internă de tensiune DA7 (0, 1B), care este conectată la intrarea neinversoare a comparatorului DA1 cu polul său pozitiv și la pinul 4 al microcircuitului cu polul său negativ. Astfel, datorită includerii acestei surse, lățimea impulsului de ieșire al comparatorului DA1 și, prin urmare, lățimea „zonei moarte”, în niciun caz nu poate deveni egală cu 0, ceea ce înseamnă că „defalcarea de-a lungul rackului” va fi fundamental imposibil. Cu alte cuvinte, arhitectura microcircuitului include o limitare a duratei maxime a impulsului său de ieșire (durata minimă a „zonei moarte”). Dacă există un divizor conectat la pinul 4 al microcircuitului, atunci după o pornire ușoară potențialul acestui pin nu este egal cu 0, prin urmare lățimea impulsurilor de ieșire ale comparatorului DA1 este determinată nu numai de sursa internă DA7, dar și de potențialul rezidual (după finalizarea procesului de pornire soft) la pinul 4. Totuși, în același timp, așa cum sa menționat mai sus, intervalul dinamic al ajustării lățimii comparatorului PWM DA2 este restrâns.
SCHEMA DE INIȚIE
Circuitul de pornire este proiectat pentru a obține tensiune care ar putea fi utilizată pentru alimentarea microcircuitului de control pentru a-l porni după pornirea IVP-ului la rețeaua de alimentare. Prin urmare, pornirea înseamnă pornirea mai întâi a microcircuitului de control, fără de care funcționarea normală a secțiunii de putere și a întregului circuit UPS în ansamblu este imposibilă.
Circuitul de pornire poate fi construit în două moduri diferite:
cu autoexcitare;
cu stimulare forţată.
Un circuit auto-excitat este utilizat, de exemplu, în UPS-ul GT-150W (Fig. 14). Tensiunea de rețea rectificată Uep este furnizată divizorului rezistiv R5, R3, R6, R4, care este baza pentru ambele tranzistoare Q1, Q2. Prin urmare, prin tranzistoare, sub influența tensiunii totale asupra condensatoarelor C5, C6 (Uep), un curent de bază începe să curgă prin circuit (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - „firul comun” al părții primare - (-)C6.
Ambele tranzistoare sunt ușor deschise de acest curent. Ca urmare, curenții de direcții reciproc opuse încep să curgă prin secțiunile colector-emițător ale ambelor tranzistoare de-a lungul circuitelor:
prin Q1: (+)C5 - +310 V bus - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
prin Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "sârmă comună" a părții primare - (-)C6.
Figura 14. Diagrama de pornire auto-excitată a UPS-ului GT-150W.
Dacă ambii curenți care circulă prin spirele suplimentare (de pornire) 5-6 T1 în direcții opuse ar fi egali, atunci curentul rezultat ar fi 0, iar circuitul nu ar putea porni.
Cu toate acestea, datorită răspândirii tehnologice a factorilor de amplificare a curentului ai tranzistoarelor Q1, Q2, unul dintre acești curenți este întotdeauna mai mare decât celălalt, deoarece tranzistoarele sunt ușor deschise în grade diferite. Prin urmare, curentul rezultat prin spirele 5-6 T1 nu este egal cu 0 și are o direcție sau alta. Să presupunem că predomină curentul prin tranzistorul Q1 (adică Q1 este mai deschis decât Q2) și, prin urmare, curentul curge în direcția de la pinul 5 la pinul 6 al lui T1. Raționamentul suplimentar se bazează pe această presupunere.
Cu toate acestea, în mod corect, trebuie remarcat faptul că curentul prin tranzistorul Q2 poate fi, de asemenea, predominant, iar apoi toate procesele descrise mai jos se vor referi la tranzistorul Q2.
Fluxul de curent prin spirele 5-6 ale T1 determină apariția unui EMF de inducție reciprocă pe toate înfășurările transformatorului de control T1. În acest caz, (+) EMF apare la pinul 4 în raport cu pinul 5 și un curent suplimentar curge în baza Q1 sub influența acestui EMF, deschizându-l ușor prin circuit: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
În același timp, (-) EMF apare la pinul 7 al T1 în raport cu pinul 8, adică polaritatea acestui EMF se dovedește a fi blocată pentru Q2 și se închide. În continuare, intră în joc feedback-ul pozitiv (POF). Efectul său este că, pe măsură ce curentul crește prin secțiunea colector-emițător Q1 și transformă 5-6 T1, un EMF în creștere acționează asupra înfășurării 4-5 T1, care, creând un curent de bază suplimentar pentru Q1, îl deschide într-o măsură și mai mare. . Acest proces se dezvoltă ca o avalanșă (foarte rapid) și duce la deschiderea completă a Q1 și blocarea lui Q2. Un curent în creștere liniar începe să curgă prin Q1 deschis și înfășurarea primară 1-2 a transformatorului de impuls de putere T2, ceea ce provoacă apariția unui impuls EMF de inducție reciprocă pe toate înfășurările lui T2. Un impuls de la înfășurarea 7-5 T2 încarcă capacitatea de stocare C22. La C22 apare o tensiune, care este furnizată ca sursă pinului 12 al cipul de control de tip TL494 IC1 și etapei de potrivire. Microcircuitul pornește și generează secvențe de impulsuri dreptunghiulare la pinii săi 11, 8, cu care comutatoarele de putere Q1, Q2 încep să treacă prin treapta de potrivire (Q3, Q4, T1). EMF de impuls al nivelului nominal apare pe toate înfășurările transformatorului de putere T2. În acest caz, EMF din înfășurările 3-5 și 7-5 alimentează constant C22, menținând un nivel constant de tensiune pe acesta (aproximativ +27V). Cu alte cuvinte, microcircuitul începe să se alimenteze singur prin inelul de feedback (auto-alimentare). Unitatea intră în modul de funcționare. Tensiunea de alimentare a microcircuitului și a etajului de potrivire este auxiliară, acționează doar în interiorul blocului și se numește de obicei Upom.
Acest circuit poate avea unele variații, cum ar fi sursa de comutare LPS-02-150XT (fabricată în Taiwan) pentru computerul Mazovia CM1914 (Fig. 15). În acest circuit, impulsul inițial pentru dezvoltarea procesului de pornire este obținut folosind un redresor separat cu jumătate de undă D1, C7, care alimentează divizorul rezistiv de bază pentru comutatoarele de putere în primul semiciclu pozitiv al rețelei. Acest lucru accelerează procesul de pornire, deoarece... deblocarea inițială a uneia dintre chei are loc în paralel cu încărcarea condensatoarelor de netezire de mare capacitate. În caz contrar, schema funcționează similar cu cea discutată mai sus.
Figura 15. Circuitul de pornire autoexcitat în sursa de alimentare comutată LPS-02-150XT
Această schemă este utilizată, de exemplu, în UPS-ul PS-200B de la LING YIN GROUP (Taiwan).
Înfășurarea primară a transformatorului special de pornire T1 este pornită la jumătate din tensiunea rețelei (la o valoare nominală de 220 V) sau la tensiune maximă (la o valoare nominală de 110 V). Acest lucru se face din motive pentru care amplitudinea tensiunii alternative pe înfășurarea secundară T1 nu depinde de ratingul rețelei de alimentare. Când UPS-ul este pornit, curentul alternativ circulă prin înfășurarea primară T1. Așadar, pe înfășurarea secundară 3-4 T1 este indusă o FEM sinusoidală alternativă cu frecvența rețelei de alimentare. Curentul care curge sub influența acestui EMF este rectificat de un circuit special de punte pe diodele D3-D6 și netezit de condensatorul C26. O tensiune constantă de aproximativ 10-11V este eliberată la C26, care este furnizată ca alimentare pinului 12 al microcircuitului de control de tip TL494 U1 și etapei de potrivire. În paralel cu acest proces, condensatorii filtrului anti-aliasing sunt încărcați. Prin urmare, în momentul în care puterea este furnizată microcircuitului, treapta de putere este, de asemenea, alimentată. Microcircuitul pornește și începe să genereze secvențe de impulsuri dreptunghiulare la pinii săi 8, 11, cu care comutatoarele de alimentare încep să comute prin etapa de potrivire. Ca urmare, apar tensiunile de ieșire ale blocului. După intrarea în modul de autoalimentare, microcircuitul este alimentat de la magistrala de tensiune de ieșire +12V prin dioda de decuplare D8. Deoarece această tensiune de autoalimentare este puțin mai mare decât tensiunea de ieșire a redresorului D3-D5, diodele acestui redresor de pornire sunt blocate și nu afectează ulterior funcționarea circuitului.
Necesitatea feedback-ului prin dioda D8 este opțională. În unele circuite UPS care utilizează excitație forțată, nu există o astfel de conexiune. Microcircuitul de control și treapta de potrivire sunt alimentate de la ieșirea redresorului de pornire pe toată durata de funcționare. Cu toate acestea, nivelul de ondulare pe magistrala Upom în acest caz este puțin mai mare decât în cazul alimentării microcircuitului de la magistrala de tensiune de ieșire +12V.
Pentru a rezuma descrierea schemelor de lansare, putem observa principalele caracteristici ale construcției lor. Într-un circuit auto-excitat, tranzistoarele de putere sunt inițial comutate, rezultând apariția unei tensiuni de alimentare pentru cipul Upom. Într-un circuit cu excitație forțată, se obține mai întâi Upom și, ca urmare, tranzistoarele de putere sunt comutate. În plus, în circuitele auto-excitate, tensiunea Upom este de obicei în jur de +26V, iar în circuitele cu excitație forțată, este de obicei în jur de +12V.
Un circuit cu excitație forțată (cu un transformator separat) este prezentat în Fig. 16.
Figura 16. Circuitul de pornire cu excitație forțată a sursei de alimentare comutatoare PS-200B (GRUPUL LING YIN).
CASCADĂ DE POTRIVIRE
O etapă de potrivire este utilizată pentru a potrivi și a decupla treapta de ieșire de mare putere de circuitele de control de putere redusă.
Schemele practice pentru construirea unei cascade de potrivire în diferite UPS-uri pot fi împărțite în două opțiuni principale:
versiunea cu tranzistori, în care tranzistoarele discrete externe sunt utilizate ca întrerupătoare;
Versiune fără tranzistori, în care tranzistorii de ieșire ai cipului de control însuși VT1, VT2 (în versiunea integrată) sunt utilizați ca chei.
În plus, o altă caracteristică prin care pot fi clasificate etapele de potrivire este metoda de control a tranzistoarelor de putere ale unui invertor cu jumătate de punte. Pe baza acestei caracteristici, toate cascadele potrivite pot fi împărțite în:
cascade cu control comun, în care ambele tranzistoare de putere sunt controlate folosind un transformator de control comun, care are o înfășurare primară și două secundare;
cascade cu control separat, unde fiecare dintre tranzistoarele de putere este controlat folosind un transformator separat, de ex. Există două transformatoare de control în stadiul de potrivire.
Pe baza ambelor clasificări, cascada de potrivire poate fi realizată în unul din patru moduri:
tranzistor cu control general;
tranzistor cu control separat;
fără tranzistori cu control general;
fără tranzistori cu control separat.
Etapele tranzistoare cu control separat sunt rareori utilizate sau nu sunt folosite deloc. Autorii nu au avut ocazia să întâlnească o astfel de întruchipare a cascadei de potrivire. Celelalte trei opțiuni sunt mai mult sau mai puțin comune.
În toate variantele, comunicarea cu treapta de putere se realizează prin metoda transformatorului.
În acest caz, transformatorul îndeplinește două funcții principale: amplificarea semnalului de control din punct de vedere al curentului (datorită atenuării tensiunii) și izolarea galvanică. Izolarea galvanică este necesară deoarece cipul de control și etapa de potrivire sunt pe partea secundară, iar treapta de putere este pe partea primară a UPS-ului.
Să luăm în considerare funcționarea fiecăreia dintre opțiunile în cascadă de potrivire menționate folosind exemple specifice.
Într-un circuit tranzistor cu control comun, un transformator push-pull pre-amplificator de putere pe tranzistoarele Q3 și Q4 este utilizat ca etapă de potrivire (Fig. 17).
Figura 17. Etapa de potrivire a sursei de alimentare comutatoare KYP-150W (circuit tranzistor cu control comun).
Figura 18. Forma reală a impulsurilor pe colectoare
Curenții prin diodele D7 și D9, care circulă sub influența energiei magnetice stocate în miezul DT, au forma unui exponențial în descompunere. În miezul DT, în timpul curgerii curenților prin diodele D7 și D9, acționează un flux magnetic în schimbare (în scădere), ceea ce determină apariția impulsurilor EMF pe înfășurările sale secundare.
Dioda D8 elimină influența etapei de potrivire asupra cipul de control prin magistrala de alimentare comună.
Un alt tip de etapă de potrivire a tranzistorului cu control general este utilizat în sursa de alimentare comutată ESAN ESP-1003R (Fig. 19). Prima caracteristică a acestei opțiuni este că tranzistoarele de ieșire VT1, VT2 ale microcircuitului sunt incluse ca adepți emițători. Semnalele de ieșire sunt îndepărtate de la pinii 9 și 10 ai microcircuitului. Rezistoarele R17, R16 și R15, R14 sunt încărcări ale emițătorului tranzistorilor VT1 și, respectiv, VT2. Aceste aceleași rezistențe formează divizoarele de bază pentru tranzistoarele Q3, Q4, care funcționează în modul comutator. Capacitatele C13 și C12 forțează și ajută la accelerarea proceselor de comutare ale tranzistoarelor Q3, Q4. A doua caracteristică a acestei cascade este că înfășurarea primară a transformatorului de control DT nu are ieșire din punctul de mijloc și este conectată între colectoarele tranzistoarelor Q3, Q4. Când tranzistorul de ieșire VT1 al cipului de control se deschide, divizorul R17, R16, care este baza pentru tranzistorul Q3, este alimentat cu tensiunea Upom. Prin urmare, curentul trece prin joncțiunea de control Q3 și se deschide. Accelerarea acestui proces este facilitată de capacitatea de forțare C13, care alimentează baza Q3 cu un curent de deblocare de 2-2,5 ori mai mare decât valoarea stabilită. Rezultatul deschiderii Q3 este că înfășurarea primară 1-2 DT este conectată la carcasă cu pinul său 1. Deoarece al doilea tranzistor Q4 este blocat, un curent în creștere începe să curgă prin înfășurarea primară DT de-a lungul circuitului: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - carcasă.
Figura 19. Etapa de potrivire a sursei de alimentare comutatoare ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (circuit tranzistor cu control comun).
Pe înfășurările secundare 3-4 și 5-6 DT apar impulsuri EMF dreptunghiulare. Direcția de înfășurare a înfășurărilor secundare DT este diferită. Prin urmare, unul dintre tranzistoarele de putere (neprezentate în diagramă) va primi un impuls de bază de deschidere, iar celălalt va primi un impuls de închidere. Când VT1 al cipului de control se închide brusc, și Q3 se închide brusc după el. Accelerarea procesului de închidere este facilitată de capacitatea de forțare C13, a cărei tensiune este aplicată joncțiunii bază-emițător Q3 în polaritatea de închidere. Apoi „zona moartă” durează atunci când ambele tranzistoare de ieșire ai microcircuitului sunt închise. Apoi, tranzistorul de ieșire VT2 se deschide, ceea ce înseamnă că divizorul R15, R14, care este baza celui de-al doilea tranzistor Q4, este alimentat de tensiunea Upom. Prin urmare, Q4 se deschide și înfășurarea primară 1-2 DT este conectată la carcasă la celălalt capăt (pin 2), astfel încât un curent în creștere începe să curgă prin ea în direcția opusă cazului anterior de-a lungul circuitului: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "cadru".
Prin urmare, polaritatea impulsurilor de pe înfășurările secundare ale DT se schimbă, iar al doilea tranzistor de putere va primi impulsul de deschidere, iar un impuls de polaritate de închidere va acționa pe baza primului. Când VT2 al cipului de control se închide brusc, și Q4 se închide brusc după el (folosind capacitatea de forțare C12). Apoi „zona moartă” continuă din nou, după care procesele se repetă.
Astfel, ideea principală din spatele funcționării acestei cascade este că se poate obține un flux magnetic alternativ în miezul DT datorită faptului că înfășurarea primară DT este conectată la carcasă la un capăt sau la altul. Prin urmare, curentul alternativ curge prin el fără o componentă directă cu alimentare unipolară.
În versiunile fără tranzistori ale etajelor de potrivire ale UPS-ului, tranzistorii de ieșire VT1, VT2 ai microcircuitului de control sunt utilizați ca tranzistori ai etajului de potrivire, așa cum sa menționat mai devreme. În acest caz, nu există tranzistoare discrete de etapă de potrivire.
Un circuit fără tranzistori cu control general este utilizat, de exemplu, în circuitul UPS PS-200V. Tranzistoarele de ieșire ale microcircuitului VT1, VT2 sunt încărcate de-a lungul colectoarelor de semiînfășurarile primare ale transformatorului DT (Fig. 20). Puterea este furnizată la punctul de mijloc al înfășurării primare DT.
Figura 20. Etapa de potrivire a sursei de alimentare comutatoare PS-200B (circuit fără tranzistori cu control comun).
Când tranzistorul VT1 se deschide, un curent crescând trece prin acest tranzistor și prin semiînfășurarea 1-2 a transformatorului de control DT. Pe înfășurările secundare ale DT apar impulsuri de control, având o astfel de polaritate încât unul dintre tranzistoarele de putere invertorului se deschide, iar celălalt se închide. La sfârșitul impulsului, VT1 se închide brusc, curentul prin semiînfășurarea 1-2 DT încetează să curgă, astfel încât EMF pe înfășurările secundare DT dispare, ceea ce duce la închiderea tranzistoarelor de putere. În continuare, „zona moartă” durează atunci când ambele tranzistoare de ieșire VT1, VT2 ale microcircuitului sunt închise și nici un curent nu trece prin înfășurarea primară DT. În continuare, tranzistorul VT2 se deschide, iar curentul, crescând în timp, trece prin acest tranzistor și semiînfășurare 2-3 DT. Fluxul magnetic creat de acest curent în miezul DT are direcția opusă cazului anterior. Prin urmare, pe înfășurările secundare DT este indusă un EMF de polaritate opusă cazului anterior. Ca urmare, al doilea tranzistor al invertorului cu jumătate de punte se deschide, iar la baza primului, pulsul are o polaritate care îl închide. Când VT2 al cipului de control se închide, curentul prin acesta și înfășurarea primară DT se oprește. Prin urmare, EMF pe înfășurările secundare DT dispare, iar tranzistoarele de putere ale invertorului sunt închise din nou. Apoi „zona moartă” continuă din nou, după care procesele se repetă.
Ideea principală a construirii acestei cascade este că un flux magnetic alternativ în miezul transformatorului de control poate fi obținut prin furnizarea de energie la punctul de mijloc al înfășurării primare a acestui transformator. Prin urmare, curenții curg prin semiînfășurări cu același număr de spire în direcții diferite. Când ambii tranzistori de ieșire ai microcircuitului sunt închise („zone moarte”), fluxul magnetic în miezul DT este egal cu 0. Deschiderea alternativă a tranzistoarelor determină apariția alternativă a fluxului magnetic într-una sau cealaltă semiînfășurare. Fluxul magnetic rezultat în miez este variabil.
Ultima dintre aceste soiuri (circuit fără tranzistori cu control separat) este utilizată, de exemplu, în UPS-ul computerului Appis (Peru). În acest circuit există două transformatoare de control DT1, DT2, ale căror semiînfășurări primare sunt sarcini colectoare pentru tranzistoarele de ieșire ale microcircuitului (Fig. 21). În această schemă, fiecare dintre cele două întrerupătoare de alimentare este controlată printr-un transformator separat. Puterea este furnizată colectoarelor tranzistoarelor de ieșire ale microcircuitului din magistrala comună Upom prin punctele medii ale înfășurărilor primare ale transformatoarelor de control DT1, DT2.
Diodele D9, D10 cu părțile corespunzătoare ale înfășurărilor primare DT1, DT2 formează circuite de demagnetizare a miezului. Să ne uităm la această problemă mai detaliat.
Figura 21. Etapa de potrivire a sursei de alimentare comutatoare „Appis” (circuit fără tranzistori cu control separat).
Etapa de potrivire (Fig. 21) este în esență două convertoare directe independente cu un singur capăt, deoarece curentul de deschidere curge în baza tranzistorului de putere în timpul stării deschise a tranzistorului de potrivire, adică. tranzistorul de potrivire și tranzistorul de putere conectat la acesta printr-un transformator sunt deschise simultan. În acest caz, ambele transformatoare de impulsuri DT1, DT2 funcționează cu o componentă constantă a curentului înfășurării primare, adică. cu magnetizare forţată. Dacă nu se iau măsuri speciale de demagnetizare a nucleelor, acestea vor intra în saturație magnetică în mai multe perioade de funcționare a convertorului, ceea ce va duce la o scădere semnificativă a inductanței înfășurărilor primare și la defecțiunea tranzistoarelor de comutare VT1, VT2. Să luăm în considerare procesele care au loc în convertorul de pe tranzistorul VT1 și transformatorul DT1. Când tranzistorul VT1 se deschide, un curent crescător liniar trece prin el și înfășurarea primară 1-2 DT1 de-a lungul circuitului: Upom -2-1 DT1 - circuitul VT1 - „caz”.
Când pulsul de deblocare de la baza VT1 se termină, acesta se închide brusc. Curentul prin înfășurarea 1-2 DT1 se oprește. Cu toate acestea, EMF de pe înfășurarea demagnetizatoare 2-3 DT1 schimbă polaritatea, iar curentul miezului de demagnetizare DT1 circulă prin această înfășurare și dioda D10 prin circuitul: 2 DT1 - Upom - C9 - „corp” - D10-3DT1.
Acest curent este în scădere liniar, adică derivata fluxului magnetic prin miezul DT1 își schimbă semnul, iar miezul este demagnetizat. Astfel, în timpul acestui ciclu invers, excesul de energie stocat în miezul DT1 în timpul stării deschise a tranzistorului VT1 este returnat la sursă (condensatorul de stocare C9 al magistralei Upom este reîncărcat).
Cu toate acestea, această opțiune pentru implementarea cascadei de potrivire este cea mai puțin preferabilă, deoarece ambele transformatoare DT1, DT2 funcționează cu subutilizare în inducție și cu o componentă constantă a curentului înfășurării primare. Inversarea magnetizării nucleelor DT1, DT2 are loc într-un ciclu privat, acoperind doar valori pozitive de inducție. Din această cauză, fluxurile magnetice din nuclee se dovedesc a fi pulsatorii, adică. conţin o componentă constantă. Acest lucru duce la creșterea parametrilor de greutate și dimensiune a transformatoarelor DT1, DT2 și, în plus, în comparație cu alte opțiuni în cascadă potrivite, aici sunt necesare două transformatoare în loc de unul.
Acest stabilizator are caracteristici bune, are reglarea lină a curentului și tensiunii, stabilizare bună, tolerează scurtcircuite fără probleme, este relativ simplu și nu necesită costuri financiare mari. Are o eficiență ridicată datorită principiului de funcționare prin impuls; curentul de ieșire poate ajunge până la 15 amperi, ceea ce vă va permite să construiți un încărcător puternic și o sursă de alimentare cu curent și tensiune reglabile. Dacă doriți, puteți crește curentul de ieșire la 20 de amperi sau mai mult.
Pe internetul dispozitivelor similare, fiecare are propriile avantaje și dezavantaje, dar principiul lor de funcționare este același. Opțiunea propusă este o încercare de a crea un stabilizator simplu și destul de puternic.
Prin utilizarea comutatoarelor de câmp, a fost posibilă creșterea semnificativă a capacității de încărcare a sursei și reducerea încălzirii la comutatoarele de alimentare. Cu un curent de ieșire de până la 4 amperi, tranzistoarele și o diodă de putere nu trebuie instalate pe radiatoare.
Evaluările unor componente de pe diagramă pot diferi de evaluările de pe placă, deoarece Am dezvoltat placa pentru propriile mele nevoi.
Intervalul de reglare a tensiunii de ieșire este de la 2 la 28 volți, în cazul meu tensiunea maximă este de 22 volți, deoarece Am folosit întrerupătoare de joasă tensiune și creșterea tensiunii peste această valoare a fost riscantă, dar cu o tensiune de intrare de aproximativ 30 de volți, puteți obține cu ușurință până la 28 de volți la ieșire. Intervalul de reglare a curentului de ieșire este de la 60mA la 15A Amperi, în funcție de rezistența senzorului de curent și de elementele de putere ale circuitului.
Dispozitivul nu se teme de scurtcircuite, limita de curent va funcționa pur și simplu.
A fost asamblată o sursă bazată pe un controler PWM TL494, ieșirea microcircuitului este completată cu un driver pentru controlul întrerupătoarelor de alimentare.
Aș dori să vă atrag atenția asupra băncii de condensatoare instalate la ieșire. Trebuie utilizați condensatori cu rezistență internă scăzută de 40-50 volți, cu o capacitate totală de 3000 până la 5000 μF.
Un rezistor de sarcină la ieșire este folosit pentru a descărca rapid condensatorii de ieșire; fără el, voltmetrul de măsurare la ieșire va funcționa cu întârziere, deoarece Când tensiunea de ieșire scade, condensatorii au nevoie de timp pentru a se descărca, iar acest rezistor îi va descărca rapid. Rezistența acestui rezistor trebuie recalculată dacă la intrarea circuitului se aplică o tensiune mai mare de 24 de volți. Rezistorul este de doi wați, proiectat cu o rezervă de putere, se poate încălzi în timpul funcționării, acest lucru este normal.
Cum functioneaza:
Controlerul PWM generează impulsuri de control pentru comutatoarele de alimentare. Dacă există un impuls de control, tranzistorul și puterea prin canalul deschis al tranzistorului prin inductor sunt furnizate condensatorului de stocare. Nu uitați că inductorul este o sarcină inductivă, care tinde să acumuleze energie și ieșire datorită auto-inducției. Când tranzistorul se închide, sarcina acumulată în inductor va continua să alimenteze sarcina prin dioda Schottky. În acest caz, dioda se va deschide, deoarece Tensiunea de la inductor are polaritate inversă. Acest proces se va repeta de zeci de mii de ori pe secundă, în funcție de frecvența de operare a cipului PWM. De fapt, controlerul PWM monitorizează întotdeauna tensiunea de pe condensatorul de ieșire.
Stabilizarea tensiunii de ieșire are loc după cum urmează. Intrarea neinversoare a primului amplificator de eroare al microcircuitului (pin 1) primește tensiunea de ieșire a stabilizatorului, unde este comparată cu tensiunea de referință care este prezentă la intrarea inversă a amplificatorului de eroare. Pe măsură ce tensiunea de ieșire scade, tensiunea de la pinul 1 va scădea și, dacă este mai mică decât tensiunea de referință, controlerul PWM va crește durata impulsului, prin urmare tranzistoarele vor fi în stare deschisă pentru mai mult timp și mai mult curent. fi pompat în inductor, dacă tensiunea de ieșire este mai mare decât referința, se va întâmpla invers - microcircuitul va reduce durata impulsurilor de control. Divizorul specificat poate schimba cu forță tensiunea la intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare, crescând sau scăzând astfel tensiunea de ieșire a stabilizatorului în ansamblu. Pentru cea mai precisă reglare a tensiunii, se folosește un rezistor multi-turn de reglare, deși poate fi folosit unul obișnuit.
Tensiunea minimă de ieșire este de aproximativ 2 volți, stabilită de divizorul specificat; dacă doriți, vă puteți juca cu rezistența rezistențelor pentru a obține valori acceptabile pentru dvs.; nu este recomandat să reduceți tensiunea minimă sub 1 volt.
Este instalat un șunt pentru a monitoriza curentul consumat de sarcină. Pentru a organiza funcția de limitare a curentului, un al doilea amplificator de eroare este utilizat ca parte a controlerului Tl494 PWM. Căderea de tensiune pe șunt este alimentată la intrarea neinversoare a celui de-al doilea amplificator de eroare, din nou în comparație cu cel de referință, și apoi se întâmplă exact același lucru ca și în cazul stabilizării tensiunii. Rezistorul specificat poate regla curentul de ieșire.
Șuntul de curent este format din două rezistențe de joasă rezistență conectate în paralel cu o rezistență de 0,05 Ohm.
Șocul de stocare este înfășurat pe un inel galben-alb de la filtrul de stabilizare de grup al sursei de alimentare a computerului.
Deoarece circuitul a fost planificat pentru un curent de intrare destul de mare, este recomandabil să folosiți două inele pliate împreună. Înfășurarea inductorului conține 20 de spire de sârmă cu diametrul de 1,25 mm înfășurate în două fire în izolație cu lac, inductanța este de aproximativ 80-90 microhenry.
Fiecare radioamator, reparator sau doar un meșter are nevoie de o sursă de alimentare pentru a-și alimenta circuitele, pentru a le testa folosind o sursă de alimentare sau, uneori, trebuie doar să încarce bateria. S-a întâmplat că am devenit interesat de acest subiect în urmă cu ceva timp și aveam nevoie și de un dispozitiv similar. Ca de obicei, am străbătut multe pagini de pe Internet cu această problemă, am urmărit multe subiecte pe forumuri, dar exact ceea ce aveam nevoie nu era nicăieri în minte - apoi s-a hotărât să fac totul singur, adunând toate informațiile necesare bucată cu bucată. Astfel, a luat naștere o sursă de alimentare de laborator în comutație bazată pe cipul TL494.
Ce este special – ei bine, nu pare mult, dar o să explic – refacerea sursei de alimentare inițiale a unui computer pe aceeași placă de circuit imprimat mi se pare că nu este deloc Feng Shui și nici nu este frumos. Este aceeași poveste cu carcasa – o bucată de metal cu găuri pur și simplu nu arată bine, deși dacă există fani ai acestui stil, nu am nimic împotrivă. Prin urmare, acest design se bazează numai pe părțile principale din sursa de alimentare originală a computerului, dar placa de circuit imprimat (sau mai degrabă plăcile de circuit imprimat - sunt de fapt trei dintre ele) este realizată separat și special pentru carcasă. Carcasa de aici constă și din două părți - bineînțeles că baza este carcasa Kradex Z4A, precum și ventilatorul (răcitorul), pe care îl puteți vedea în fotografie. Este ca o continuare a corpului, dar mai întâi de toate.
Schema de alimentare:
Puteți vedea o listă de părți la sfârșitul articolului. Acum să analizăm pe scurt circuitul unei surse de alimentare cu comutare de laborator. Circuitul funcționează pe cipul TL494, există mulți analogi, dar recomand totuși să folosiți cipuri originale, sunt foarte ieftine și funcționează fiabil, spre deosebire de analogii și contrafăcute chinezi. De asemenea, puteți dezasambla mai multe surse de alimentare vechi de pe computere și adunați piesele necesare de acolo, dar vă recomand, dacă este posibil, să folosiți piese și microcircuite noi - acest lucru va crește șansele de succes, ca să spunem așa. Datorită faptului că puterea de ieșire a elementelor cheie încorporate TL494 nu este suficientă pentru a controla tranzistoarele puternice care funcționează pe transformatorul principal de impuls Tr2, un circuit de control pentru tranzistoarele de putere T3 și T4 este construit folosind transformatorul de control Tr1. Acest transformator de control este folosit de la o sursă de alimentare veche a computerului, fără a aduce modificări compoziției înfășurărilor. Transformatorul de control Tr1 este acţionat de tranzistoarele T1 şi T2.
Semnalele de la transformatorul de control sunt furnizate la bazele tranzistoarelor de putere prin diodele D8 și D9. Tranzistoarele T3 și T4 sunt mărci bipolare utilizate MJE13009, puteți utiliza tranzistoare cu un curent mai mic - MJE13007, dar aici este mai bine să le lăsați cu un curent mai mare pentru a crește fiabilitatea și puterea circuitului, deși acest lucru nu va te salvează de un scurtcircuit în circuitele de înaltă tensiune ale circuitului. În continuare, acești tranzistori balansează transformatorul Tr2, care transformă tensiunea redresată de 310 volți de la puntea de diode VDS1 în ceea ce avem nevoie (în acest caz, 30 - 31 volți). Datele despre rebobinarea (sau bobinarea de la zero) a transformatorului vor veni puțin mai târziu. Tensiunea de ieșire este îndepărtată din înfășurările secundare ale acestui transformator, la care sunt conectate un redresor și o serie de filtre, astfel încât tensiunea să fie cât mai lipsită de ondulații. Redresorul trebuie utilizat pe diode Schottky pentru a minimiza pierderile în timpul redresării și pentru a elimina încălzirea mare a acestui element; conform circuitului, se utilizează o diodă Schottky dublă D15. Și aici, cu cât curentul admisibil al diodelor este mai mare, cu atât mai bine. Dacă sunteți neglijent în timpul primei porniri a circuitului, există o mare probabilitate de a deteriora aceste diode și tranzistoare de putere T3 și T4. În filtrele de ieșire ale circuitului, merită să utilizați condensatori electrolitici cu ESR scăzut (ESR scăzut). Choke-urile L5 și L6 au fost folosite de la vechile surse de alimentare ale computerelor (deși ca și cele vechi - pur și simplu defecte, dar destul de noi și puternice, se pare că 550 W). L6 este folosit fără schimbarea înfășurării și este un cilindru cu o duzină de spire de sârmă groasă de cupru. L5 trebuie să fie rebobinat, deoarece computerul folosește mai multe niveluri de tensiune - avem nevoie de o singură tensiune, pe care o vom regla.
L5 este un inel galben (nu orice inel va funcționa, deoarece pot fi utilizate ferite cu caracteristici diferite; avem nevoie de cele galbene). În jurul acestui inel trebuie înfășurate aproximativ 50 de spire de sârmă de cupru cu un diametru de 1,5 mm. Rezistorul R34 este un rezistor de stingere - descarcă condensatorii astfel încât la reglare să nu existe situația de așteptare îndelungată a scăderii tensiunii la rotirea butonului de reglare.
Elementele T3 și T4, precum și D15, care sunt cele mai susceptibile la încălzire, sunt instalate pe calorifere. În acest design, acestea au fost, de asemenea, preluate din blocuri vechi și formatate (tăiate și îndoite pentru a se potrivi cu dimensiunile carcasei și plăcii de circuit imprimat).
Circuitul este pulsat și își poate introduce propriul zgomot în rețeaua de uz casnic, deci este necesar să se folosească un șoc L2 de mod comun. Pentru a filtra interferențele existente în rețea, sunt utilizate filtre care utilizează bobine L3 și L4. Termistorul NTC1 va preveni o creștere a curentului atunci când circuitul este conectat la o priză; circuitul va porni mai ușor.
Pentru a controla tensiunea și curentul și pentru a opera cipul TL494, este necesară o tensiune mai mică de 310 volți, așa că pentru aceasta este utilizat un circuit de alimentare separat. Este construit pe un transformator de dimensiuni mici Tr3 BV EI 382 1189. Din înfășurarea secundară, tensiunea este redresată și netezită de un condensator - simplu și furios. Astfel, obținem 12 volți necesari pentru partea de control a circuitului de alimentare. Apoi, 12 volți sunt stabilizați la 5 volți folosind un cip stabilizator liniar 7805 - această tensiune este utilizată pentru circuitul de indicare a tensiunii și a curentului. O tensiune de -5 volți este, de asemenea, creată artificial pentru a alimenta amplificatorul operațional al circuitului indicator de tensiune și curent. În principiu, puteți utiliza orice circuit voltmetru și ampermetru disponibil pentru o anumită sursă de alimentare și, dacă nu este nevoie, această etapă de stabilizare a tensiunii poate fi eliminată. De regulă, se folosesc circuite de măsurare și indicare, construite pe microcontrolere, care necesită o sursă de alimentare de aproximativ 3,3 - 5 volți. Conexiunea ampermetrului și voltmetrului este prezentată în diagramă.
În fotografie există o placă de circuit imprimat cu un microcontroler - un ampermetru și un voltmetru, atașate la panou cu șuruburi care sunt înșurubate în piulițe lipite bine de plastic cu super-clei. Acest indicator are o limitare de măsurare a curentului de până la 9,99 A, ceea ce în mod clar nu este suficient pentru această sursă de alimentare. În afară de funcțiile de afișare, modulul de măsurare a curentului și a tensiunii nu mai este implicat în niciun fel față de placa principală a dispozitivului. Orice modul de măsurare înlocuitor este adecvat din punct de vedere funcțional.
Circuitul de reglare a tensiunii și curentului este construit pe patru amplificatoare operaționale (se folosește LM324 - patru amplificatoare operaționale într-un singur pachet). Pentru a alimenta acest microcircuit, merită să utilizați un filtru de putere pe elementele L1 și C1, C2. Configurarea circuitului constă în selectarea elementelor marcate cu un asterisc pentru a seta intervalele de control. Circuitul de reglare este asamblat pe o placă de circuit imprimat separat. În plus, pentru o reglare mai lină a curentului, puteți utiliza mai multe rezistențe variabile conectate corespunzător.
Pentru a seta frecvența convertorului, este necesar să selectați valoarea condensatorului C3 și valoarea rezistenței R3. Diagrama prezintă o placă mică cu date calculate. O frecvență prea mare poate crește pierderile la tranzistoarele de putere la comutare, așa că nu ar trebui să vă lăsați prea mult; după părerea mea, este optim să folosiți o frecvență de 70-80 kHz, sau chiar mai puțin.
Acum despre parametrii de înfășurare sau rebobinare ai transformatorului Tr2. Am folosit și baza de la vechile surse de alimentare ale computerului. Dacă nu aveți nevoie de curent ridicat și tensiune înaltă, atunci nu puteți rebobina un astfel de transformator, ci utilizați unul gata făcut, conectând înfășurările în consecință. Cu toate acestea, dacă este nevoie de mai mult curent și tensiune, atunci transformatorul trebuie să fie rebobinat pentru a obține un rezultat mai bun. În primul rând, va trebui să dezasamblam miezul pe care îl avem. Acesta este cel mai important moment, deoarece feritele sunt destul de fragile și nu ar trebui să le spargi, altfel totul va fi gunoi. Deci, pentru a dezasambla miezul, acesta trebuie încălzit, deoarece pentru a lipi jumătățile împreună, producătorul folosește de obicei rășină epoxidice, care se înmoaie atunci când este încălzită. Sursele deschise de foc nu trebuie folosite. Echipamentele de încălzire electrică sunt potrivite; în condiții casnice, de exemplu, o sobă electrică. Când încălziți, separați cu grijă jumătățile miezului. După răcire, îndepărtați toate înfășurările originale. Acum trebuie să calculați numărul necesar de spire ale înfășurărilor primare și secundare ale transformatorului. Pentru a face acest lucru, puteți folosi programul ExcellentIT(5000), în care setăm parametrii convertorului de care avem nevoie și obținem un calcul al numărului de spire în raport cu miezul utilizat. Apoi, după înfășurare, miezul transformatorului trebuie lipit înapoi împreună; de asemenea, este recomandabil să folosiți adeziv de înaltă rezistență sau rășină epoxidică. Când achiziționați un miez nou, este posibil să nu fie nevoie de lipire, deoarece adesea jumătățile de miez pot fi ținute împreună cu capse și șuruburi metalice. Înfășurările trebuie înfășurate strâns pentru a elimina zgomotul acustic în timpul funcționării dispozitivului. Dacă se dorește, înfășurările pot fi umplute cu un fel de parafină.
Plăcile cu circuite imprimate au fost proiectate pentru pachetul Z4A. Carcasa în sine suferă modificări minore pentru a asigura circulația aerului pentru răcire. Pentru a face acest lucru, găuriți mai multe găuri pe laterale și pe spate și tăiați o gaură deasupra pentru ventilator. Ventilatorul suflă în jos, excesul de aer iese prin găuri. Puteți poziționa ventilatorul invers, astfel încât să aspire aer din carcasă. De fapt, răcirea ventilatorului este rareori necesară și chiar și sub sarcini mari, elementele circuitului nu se încălzesc foarte mult.
Panourile frontale sunt si ele pregatite. Indicatoarele de tensiune și curent sunt utilizate folosind indicatoare cu șapte segmente, iar pentru aceste indicatoare se folosește o peliculă antistatică metalizată ca filtru de lumină, similar celui în care sunt ambalate radioelemente marcate cu sensibilitate la electrostatică. Puteți folosi, de asemenea, folie translucidă care este lipită de geamuri sau folie colorantă pentru mașini. Setul de elemente de pe panourile din față și din spate poate fi aranjat după gustul dvs. În cazul meu, pe spate există un conector pentru conectarea la o priză, un compartiment pentru siguranțe și un întrerupător. Pe partea frontală sunt indicatoare de curent și tensiune, LED-uri care indică stabilizarea curentului (roșu) și stabilizarea tensiunii (verde), butoane cu rezistență variabilă pentru reglarea curentului și a tensiunii și un conector cu eliberare rapidă la care este conectată tensiunea de ieșire.
Dacă este asamblată corect, sursa de alimentare trebuie doar să ajusteze intervalele de control.
Protecția curentului (stabilizarea curentului) funcționează după cum urmează: atunci când curentul setat este depășit, un semnal de reducere a tensiunii este trimis către cipul TL494 - cu cât tensiunea este mai mică, cu atât curentul este mai mic. În același timp, un LED roșu de pe panoul frontal se aprinde, indicând că curentul setat a fost depășit sau un scurtcircuit. În modul normal de reglare a tensiunii, LED-ul verde se aprinde.
Principalele caracteristici ale unei surse de alimentare cu comutație de laborator depind în principal de baza elementului utilizat; în această versiune, caracteristicile sunt următoarele:
- Tensiune de intrare - 220 volți AC
- Tensiune de ieșire - 0 până la 30 volți DC
- Curentul de ieșire este mai mare de 15 A (valoare testată efectiv)
- Modul de reglare a tensiunii
- Mod de stabilizare a curentului (protecție la scurtcircuit)
- Indicarea ambelor moduri prin LED-uri
- Dimensiuni mici si greutate cu putere mare
- Reglarea limitelor de curent și tensiune
Pentru a rezuma, se poate observa că sursa de alimentare de laborator s-a dovedit a fi destul de de înaltă calitate și puternică. Acest lucru vă permite să utilizați această versiune a sursei de alimentare atât pentru testarea unora dintre propriile circuite, cât și chiar pentru încărcarea bateriilor auto. De asemenea, este de remarcat faptul că capacitățile la ieșire sunt destul de mari, deci este mai bine să nu permiteți scurtcircuite, deoarece descărcarea condensatoarelor poate deteriora cel mai probabil circuitul (cel la care suntem conectați), totuși, fără acest lucru. capacitatea, tensiunea de ieșire va fi mai proastă - va crește pulsațiile. Aceasta este o caracteristică a unității de impuls; în sursele de alimentare analogice, capacitatea de ieșire nu depășește, de regulă, 10 µF, datorită designului său de circuit. Astfel, obținem o sursă de alimentare în comutație de laborator universală capabilă să funcționeze într-o gamă largă de sarcini de la aproape zero până la zeci de amperi și volți. Sursa de alimentare s-a dovedit a fi excelentă atât atunci când alimentează circuite mici în timpul testării (dar aici protecția la scurtcircuit va ajuta puțin datorită capacității mari de ieșire) cu un consum de miliamperi, cât și atunci când este utilizată în situații în care este o putere mare de ieșire. necesare în timpul experienței mele slabe în domeniul electronicii.
Am făcut această sursă de laborator de aproximativ 4 ani în urmă, când tocmai începeam să fac primii pași în electronică. Până în prezent, nici o singură avarie, dat fiind faptul că a funcționat adesea cu mult peste 10 amperi (încărcarea bateriilor auto). În timpul descrierii, din cauza timpului lung de producție, s-ar putea să fi omis ceva, vă rugăm să adăugați întrebări și comentarii în comentarii.
Software de calcul al transformatorului:
Atașez la articol plăci de circuite imprimate (voltmetrul și ampermetrul nu sunt incluse aici - absolut orice poate fi folosit).
Lista radioelementelor
| Desemnare | Tip | Denumirea | Cantitate | Notă | Magazin | Blocnotesul meu |
|---|---|---|---|---|---|---|
| IC1 | Controler PWM | TL494 | 1 | La blocnotes | ||
| IC2 | Amplificator operațional | LM324 | 1 | La blocnotes | ||
| VR1 | Regulator liniar | L7805AB | 1 | La blocnotes | ||
| VR2 | Regulator liniar | LM7905 | 1 | La blocnotes | ||
| T1, T2 | Tranzistor bipolar | C945 | 2 | La blocnotes | ||
| T3, T4 | Tranzistor bipolar | MJE13009 | 2 | La blocnotes | ||
| VDS2 | Pod de diode | MB105 | 1 | La blocnotes | ||
| VDS1 | Pod de diode | GBU1506 | 1 | La blocnotes | ||
| D3-D5, D8, D9 | Dioda redresoare | 1N4148 | 5 | La blocnotes | ||
| D6, D7 | Dioda redresoare | FR107 | 2 | La blocnotes | ||
| D10, D11 | Dioda redresoare | FR207 | 2 | La blocnotes | ||
| D12, D13 | Dioda redresoare | FR104 | 2 | La blocnotes | ||
| D15 | Dioda Schottky | F20C20 | 1 | La blocnotes | ||
| L1 | regulator | 100 uH | 1 | La blocnotes | ||
| L2 | Sufocare în mod comun | 29 mH | 1 | La blocnotes | ||
| L3, L4 | regulator | 10 uH | 2 | La blocnotes | ||
| L5 | regulator | 100 uH | 1 | pe un inel galben | La blocnotes | |
| L6 | regulator | 8 uH | 1 | La blocnotes | ||
| Tr1 | Transformator de impulsuri | EE16 | 1 | La blocnotes | ||
| Tr2 | Transformator de impulsuri | EE28 - EE33 | 1 | ER35 | La blocnotes | |
| Tr3 | Transformator | BV EI 382 1189 | 1 | La blocnotes | ||
| F1 | Siguranță | 5 A | 1 | La blocnotes | ||
| NTC1 | Termistor | 5,1 ohmi | 1 | La blocnotes | ||
| VDR1 | Varistor | 250 V | 1 | La blocnotes | ||
| R1, R9, R12, R14 | Rezistor | 2,2 kOhmi | 4 | La blocnotes | ||
| R2, R4, R5, R15, R16, R21 | Rezistor | 4,7 kOhm | 6 | La blocnotes | ||
| R3 | Rezistor | 5,6 kOhmi | 1 | selectați în funcție de frecvența necesară | La blocnotes | |
| R6, R7 | Rezistor | 510 kOhm | 2 | La blocnotes | ||
| R8 | Rezistor | 1 MOhm | 1 | La blocnotes | ||
| R13 | Rezistor | 1,5 kOhm | 1 | La blocnotes | ||
| R17, R24 | Rezistor | 22 kOhm | 2 | La blocnotes | ||
| R18 | Rezistor | 1 kOhm | 1 | La blocnotes | ||
| R19, R20 | Rezistor | 22 ohmi | 2 | La blocnotes | ||
| R22, R23 | Rezistor | 1,8 kOhm | 2 | La blocnotes | ||
| R27, R28 | Rezistor | 2,2 ohmi | 2 | La blocnotes | ||
| R29, R30 | Rezistor | 470 kOhm | 2 | 1-2 W | La blocnotes | |
| R31 | Rezistor | 100 ohmi | 1 | 1-2 W | La blocnotes | |
| R32, R33 | Rezistor | 15 ohmi | 2 | La blocnotes | ||
| R34 | Rezistor | 1 kOhm | 1 | 1-2 W | La blocnotes | |
| R10, R11 | Rezistor variabil | 10 kOhm | 2 | poti folosi 3 sau 4 | La blocnotes | |
| R25, R26 | Rezistor | 0,1 Ohm | 2 | șunturi, puterea depinde de puterea de ieșire a sursei de alimentare | La blocnotes | |
| C1, C8, C27, C28, C30, C31 | Condensator | 0,1 uF | 7 | La blocnotes | ||
| C2, C9, C22, C25, C26, C34, C35 | Condensator electrolitic | 47 uF | 7 | La blocnotes | ||
| C3 | Condensator | 1 nF | 1 | film |
Acest proiect este unul dintre cele mai lungi pe care le-am făcut. O persoană a comandat o sursă de alimentare pentru un amplificator de putere.
Anterior, nu am avut niciodată ocazia să fac generatoare de impulsuri atât de puternice de tip stabilizat, deși am experiență în asamblare. IIP destul de mare. Au fost multe probleme la asamblare. Inițial, vreau să spun că schema se găsește des pe internet, sau mai exact, pe site, un interval, dar.... schema inițial nu este ideală, are erori și cel mai probabil nu va funcționa dacă asamblați este exact conform schemei de pe site.
În special, am schimbat schema de conectare a generatorului și am luat diagrama din fișa de date. Am refăcut unitatea de alimentare a circuitului de control, în loc de rezistențe de 2 wați conectate în paralel, am folosit un SMPS separat de 15 volți și 2 amperi, ceea ce a făcut posibil să scapi de multe bătăi de cap.
Am înlocuit unele componente pentru a se potrivi comodității mele și am lansat totul în părți, configurând fiecare nod separat.
Câteva cuvinte despre designul sursei de alimentare. Aceasta este o sursă de alimentare puternică a rețelei de comutație bazată pe o topologie de punte, are stabilizare a tensiunii de ieșire, protecție la scurtcircuit și suprasarcină, toate aceste funcții sunt reglabile.
Puterea în cazul meu este de 2000 de wați, dar circuitul poate elimina cu ușurință până la 4000 de wați dacă înlocuiți cheile, puntea și îl umpleți cu 4000 uF de electroliți. În ceea ce privește electroliții, capacitatea este selectată pe baza calculului de 1 watt - 1 µF.
Punte de diode - 30 Amperi 1000 Volți - ansamblu gata făcut, are propriul flux de aer separat (răcitor)
Siguranta de retea 25-30 Amperi.
Tranzistoare - IRFP460, încercați să selectați tranzistori cu o tensiune de 450-700 volți, cu cea mai mică capacitate de poartă și cea mai mică rezistență a canalului deschis al comutatorului. În cazul meu, aceste chei au fost singura opțiune, deși într-un circuit de punte pot furniza puterea dată. Sunt instalate pe un radiator comun; trebuie izolate unul de celălalt; radiatorul necesită o răcire intensă.
Releu mod de pornire ușoară - 30 A cu bobină de 12 volți. Inițial, atunci când unitatea este conectată la o rețea de 220 de volți, curentul de pornire este atât de mare încât poate arde puntea și multe altele, așa că un mod de pornire ușoară este necesar pentru sursele de alimentare de acest rang. Când sunt conectate la rețea printr-un rezistor de limitare (un lanț de rezistențe conectate în serie 3x22Ohm 5 Watt în cazul meu), electroliții sunt încărcați. Când tensiunea de pe ele este suficient de mare, este activată sursa de alimentare a circuitului de control (15 Volți 2 Amperi), care închide releul și prin acesta din urmă este furnizată circuitului principal (de putere).
Transformator - în cazul meu, pe 4 inele 45x28x8 2000NM, miezul nu este critic și tot ceea ce este legat de acesta va trebui calculat folosind programe specializate, la fel și cu șocurile de ieșire de stabilizare a grupului.
Unitatea mea are 3 înfășurări, toate oferă tensiune bipolară. Prima înfășurare (principală, de putere) este +/-45 volți cu un curent de 20 amperi - pentru alimentarea treptelor de ieșire principale (amplificatorul de curent) ale UMZCH, a doua +/-55 volți 1,5 amperi - pentru alimentarea diferite trepte ale amplificatorului, a treia +/- 15 pentru alimentarea unității de filtru.
Generatorul este construit pe TL494, reglat la 80 kHz, dincolo de driver IR2110 pentru a gestiona cheile.
Transformatorul de curent este înfășurat pe un inel de 2000NM 20x12x6 - înfășurarea secundară este înfășurată cu sârmă MGTF de 0,3 mm și constă din 2x45 de spire.
În partea de ieșire, totul este standard; o punte de diode KD2997 este folosită ca redresor pentru înfășurarea principală a puterii - cu un curent de 30 de amperi. Puntea pentru înfășurarea de 55 volți este diode UF5408, iar pentru înfășurarea de 15 volți de putere redusă - UF4007. Folosiți doar diode rapide sau ultrarapide, deși puteți utiliza diode cu impulsuri obișnuite cu o tensiune inversă de cel puțin 150-200 Volți (tensiunea și curentul diodelor depind de parametrii de înfășurare).
Condensatorii de după redresor costă 100 de volți (cu o marjă), capacitatea este de 1000 μF, dar bineînțeles că vor fi mai multe pe placa amplificatorului în sine.
Depanarea circuitului inițial.
Nu voi da diagrama mea, deoarece nu este mult diferită de cea indicată. Voi spune doar că în circuitul 15 decuplăm pinul TL de la 16 și îl lipim la pinii 13/14. În continuare, scoatem rezistențele R16/19/20/22 2 wați și alimentam unitatea de control cu o sursă de alimentare separată de 16-18 volți 1-2 amperi.
Înlocuim rezistența R29 cu 6,8-10 kOhm. Excludem butoanele SA3/SA4 din circuit (sub nicio formă le scurtcircuitați! Va fi un boom!). Înlocuim R8/R9 - se vor arde prima dată când sunt conectați, așa că le înlocuim cu un rezistor de 5 wați 47-68 Ohm; puteți folosi mai multe rezistențe conectate în serie cu puterea specificată.
R42 - înlocuiți-l cu o diodă zener cu tensiunea de stabilizare necesară. Recomand cu căldură folosirea tuturor rezistențelor variabile din circuitul de tip multi-turn pentru cele mai precise setări.
Limita minimă pentru stabilizarea tensiunii este de 18-25 volți, atunci generarea va eșua.
