Nikolaj Petrushov

TL494, vad är det här för "odjur"?

TL494 (Texas Instruments) är förmodligen den vanligaste PWM-styrenheten, på grundval av vilken huvuddelen av datorströmförsörjning och kraftdelar från olika hushållsapparater skapades.
Och även nu är den här mikrokretsen ganska populär bland radioamatörer som bygger switchande strömförsörjning. Den inhemska analogen till denna mikrokrets är M1114EU4 (KR1114EU4). Dessutom producerar olika utländska företag denna mikrokrets med olika namn. Till exempel IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Allt är samma chip.
Dess ålder är mycket yngre än TL431. Den producerades av Texas Instruments någonstans i slutet av 90-talet - början av 2000-talet.
Låt oss tillsammans försöka komma på vad hon är och vilken typ av "odjur" det här är? Vi kommer att överväga TL494-chippet (Texas Instruments).

Så låt oss först se vad som finns inuti.

Förening.

Det innehåller:
- sågtandsspänningsgenerator (SPG);
- komparator för dödtidsjustering (DA1);
- PWM-justeringskomparator (DA2);
- felförstärkare 1 (DA3), används huvudsakligen för spänning;
- felförstärkare 2 (DA4), som huvudsakligen används för strömgränssignalen;
- stabil referensspänningskälla (RV) vid 5V med extern stift 14;
- styrkrets för drift av slutsteget.

Sedan kommer vi naturligtvis att titta på alla dess komponenter och försöka ta reda på varför allt detta behövs och hur allt fungerar, men först måste vi ge dess driftsparametrar (egenskaper).

alternativ	Min.	Max.	Enhet Förändra
V CC Matningsspänning	7	40	I
V I Förstärkarens inspänning	-0,3	V CC - 2	I
V O Kollektorspänning		40	I
Kollektorström (varje transistor)		200	mA
Nuvarande respons		0,3	mA
f OSC Oscillatorfrekvens	1	300	kHz
C T Generatorkapacitans	0,47	10000	nF
R T Generatormotstånd	1,8	500	kOhm
T A Drifttemperatur TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Dess begränsande egenskaper är följande;

Matningsspänning ................................................... .....41V

Förstärkarens inspänning...................................(Vcc+0,3)V

Kollektorns utspänning................................41V

Samlarens utström ................................................... ....250mA

Total effektförlust i kontinuerligt läge....1W

Placering och syfte för mikrokretsstift.

Slutsats 1

Detta är den icke-inverterande (positiva) ingången på felförstärkare 1.
Om ingångsspänningen på den är lägre än spänningen på stift 2, kommer det inte att finnas något fel på utgången på denna förstärkare, det kommer inte att finnas någon spänning (utgången kommer att ha en låg nivå) och det kommer inte att ha någon effekt på utmatningspulsernas bredd (driftfaktor).
Om spänningen vid detta stift är högre än vid stift 2, då vid utgången av denna förstärkare 1, kommer en spänning att visas (utgången från förstärkare 1 kommer att ha en hög nivå) och bredden (driftfaktorn) på utgångspulserna kommer att minska ju mer desto högre utspänning från denna förstärkare (max 3,3 volt).

Slutsats 2

Detta är den inverterande (negativa) ingången på felsignalförstärkare 1.
Om inspänningen på detta stift är högre än på stift 1, blir det inget spänningsfel vid förstärkarens utgång (utgången blir låg) och det kommer inte att ha någon effekt på utgångens bredd (driftfaktor) pulser.
Om spänningen vid detta stift är lägre än vid stift 1, kommer förstärkarens utgång att vara hög.

Felförstärkaren är en vanlig op-amp med en förstärkning i storleksordningen = 70..95 dB vid DC-spänning (Ku = 1 vid en frekvens på 350 kHz). Op-amp ingångsspänningsområdet sträcker sig från -0,3V till matningsspänningen, minus 2V. Det vill säga att den maximala inspänningen måste vara minst två volt lägre än matningsspänningen.

Slutsats 3

Dessa är utgångarna från felförstärkare 1 och 2, anslutna till detta stift via dioder (ELLER-krets). Om spänningen vid utgången av någon förstärkare ändras från låg till hög, blir den också hög vid stift 3.
Om spänningen på detta stift överstiger 3,3 V, försvinner pulserna vid utgången av mikrokretsen (noll arbetscykel).
Om spänningen vid detta stift är nära 0 V, kommer varaktigheten av utgångspulserna (driftfaktor) att vara maximal.

Pin 3 används vanligtvis för att ge återkoppling till förstärkare, men vid behov kan pin 3 också användas som ingång för att ge förändringar i pulsbredd.
Om spänningen över den är hög (> ~ 3,5 V), kommer det inte att finnas några pulser på MS-utgången. Strömförsörjningen startar inte under några omständigheter.

Slutsats 4

Den kontrollerar variationsintervallet för den "döda" tiden (engelsk Dead-Time Control), i princip är det samma arbetscykel.
Om spänningen på den är nära 0 V, kommer mikrokretsens utgång att ha både minsta möjliga och maximala breddpulser, som följaktligen kan ställas in av andra insignaler (felförstärkare, stift 3).
Om spänningen vid detta stift är cirka 1,5 V, kommer bredden på utpulserna att vara cirka 50 % av deras maximala bredd.
Om spänningen på detta stift överstiger 3,3 V, kommer det inte att finnas några pulser på MS-utgången. Strömförsörjningen startar inte under några omständigheter.
Men du bör inte glömma att när den "döda" tiden ökar, kommer PWM-justeringsområdet att minska.

Genom att ändra spänningen vid stift 4 kan du ställa in en fast bredd på "död" tiden (R-R-delare), implementera ett mjukstartläge i strömförsörjningen (RC-kedja), tillhandahålla fjärravstängning av MS (nyckel) och du kan också använda denna stift som en linjär kontrollingång.

Låt oss titta (för de som inte vet) vad "död" tid är och vad den behövs till.
När en push-pull strömförsörjningskrets fungerar, tillförs pulser omväxlande från mikrokretsens utgångar till baserna (grindar) på utgångstransistorerna. Eftersom vilken transistor som helst är ett tröghetselement kan den inte stängas (öppnas) omedelbart när en signal tas bort (tillförs) från basen (porten) på utgångstransistorn. Och om pulser appliceras på utgångstransistorerna utan "död" tid (det vill säga en puls tas bort från en och omedelbart appliceras på den andra), kan det komma ett ögonblick när en transistor inte har tid att stänga, men den andra har redan öppnat. Då kommer all ström (kallad genomström) att flyta genom båda öppna transistorerna, förbi belastningen (transformatorlindning), och eftersom den inte kommer att begränsas av någonting, kommer utgångstransistorerna omedelbart att misslyckas.
För att förhindra att detta inträffar är det nödvändigt att efter slutet av en puls och före starten av nästa har en viss tid passerat, tillräckligt för att pålitlig stänga av utgångstransistorn från vars ingång styrsignalen togs bort.
Denna tid kallas "död" tid.

Ja, om vi tittar på figuren med mikrokretsens sammansättning ser vi att stift 4 är anslutet till ingången på dödtidsjusteringskomparatorn (DA1) genom en spänningskälla på 0,1-0,12 V. Vad görs detta för?
Detta görs exakt så att den maximala bredden (driftfaktorn) för utpulserna aldrig är lika med 100 %, för att säkerställa säkert arbete utgångstransistorer (utgångstransistorer).
Det vill säga, om du "ansluter" stift 4 till den gemensamma ledningen, kommer det fortfarande inte att finnas en nollspänning vid ingången till komparatorn DA1, men det kommer att finnas en spänning på just detta värde (0,1-0,12 V) och pulser från sågtandsspänningsgeneratorn (RPG) visas vid utgången av mikrokretsen endast när deras amplitud vid stift 5 överstiger denna spänning. Det vill säga att mikrokretsen har ett fast maximitröskelvärde för arbetscykeln för utgångspulserna, som inte kommer att överstiga 95-96% för utgångsstegets encykeldrift och 47,5-48% för push-pull driftsätt för slutsteget.

Slutsats 5

Detta är GPG-utgången, den är avsedd för att ansluta en tidskondensator Ct till den, vars andra ände är ansluten till den gemensamma ledningen. Dess kapacitans väljs vanligtvis från 0,01 µF till 0,1 µF, beroende på utgångsfrekvensen för GPG-pulserna från PWM-styrenheten. Som regel används högkvalitativa kondensatorer här.
Utgångsfrekvensen för GPG kan styras på detta stift. Generatorns utspänningssvängning (amplituden av utpulserna) är någonstans runt 3 volt.

Slutsats 6

Detta är också GPN-utgången, avsedd för att ansluta till den ett tidsinställningsmotstånd Rt, vars andra ände är ansluten till den gemensamma ledningen.
Värdena för Rt och Ct bestämmer gaspumpens utgående frekvens och beräknas med formeln för encykeldriftsläge;

För push-pull driftläge är formeln följande;

För PWM-regulatorer från andra företag beräknas frekvensen med samma formel, med undantag för att siffran 1 måste ändras till 1,1.

Slutsats 7

Den ansluts till den gemensamma ledningen för enhetskretsen på PWM-styrenheten.

Slutsats 8

Mikrokretsen innehåller ett utgångssteg med två utgångstransistorer, vilka är dess utgångsomkopplare. Terminalerna på kollektorerna och emitterna på dessa transistorer är fria, och därför kan dessa transistorer, beroende på behovet, inkluderas i kretsen för att fungera med både en gemensam emitter och en gemensam kollektor.
Beroende på spänningen vid stift 13 kan detta slutsteg arbeta antingen i push-pull- eller encykelläge. I ensidigt driftläge kan dessa transistorer kopplas parallellt för att öka belastningsströmmen, vilket är vad man brukar göra.
Så stift 8 är kollektorstiftet på transistor 1.

Slutsats 9

Detta är emitterstiftet på transistor 1.

Slutsats 10

Detta är emitterstiftet på transistor 2.

Slutsats 11

Detta är kollektorn för transistor 2.

Slutsats 12

"Plus" på TL494CN-strömförsörjningen är ansluten till detta stift.

Slutsats 13

Detta är utgången för val av driftläge för slutsteget. Om detta stift är anslutet till den gemensamma ledningen, kommer utgångssteget att fungera i ensidigt läge. Utsignalerna vid terminalerna på transistoromkopplarna kommer att vara desamma.
Om du applicerar en spänning på +5 V till detta stift (anslut stift 13 och 14), kommer utgångsomkopplarna att fungera i push-pull-läge. Utsignalerna vid transistoromkopplarnas terminaler kommer att vara ur fas och frekvensen på utpulserna kommer att vara hälften så mycket.

Slutsats 14

Detta är resultatet från stallet OCH dränera HANDLA OM porr N spänning (ION), Med en utspänning på +5 V och en utström på upp till 10 mA, som kan användas som referens för jämförelse i felförstärkare, och för andra ändamål.

Slutsats 15

Den fungerar precis som stift 2. Om den andra felförstärkaren inte används kopplas stift 15 helt enkelt till stift 14 (referensspänning +5 V).

Slutsats 16

Den fungerar på samma sätt som stift 1. Om den andra felförstärkaren inte används kopplas den vanligtvis till den gemensamma ledningen (stift 7).
Med stift 15 anslutet till +5V och stift 16 anslutet till jord, finns det ingen utspänning från den andra förstärkaren, så det har ingen effekt på chipets funktion.

Funktionsprincipen för mikrokretsen.

Så hur fungerar TL494 PWM-kontrollern?
Ovan undersökte vi i detalj syftet med stiften i denna mikrokrets och vilken funktion de utför.
Om allt detta noggrant analyseras, blir det från allt detta tydligt hur denna mikrokrets fungerar. Men jag kommer återigen mycket kort att beskriva principen för dess funktion.

När mikrokretsen vanligtvis är påslagen och ström tillförs den (minus till stift 7, plus till stift 12), börjar GPG producera sågtandspulser med en amplitud på cirka 3 volt, vars frekvens beror på C och R ansluten till stift 5 och 6 på mikrokretsen.
Om värdet på styrsignalerna (vid stift 3 och 4) är mindre än 3 volt, visas rektangulära pulser vid mikrokretsens utgångsomkopplare, vars bredd (driftfaktor) beror på värdet på styrsignalerna vid stiften 3 och 4.
Det vill säga, mikrokretsen jämför den positiva sågtandsspänningen från kondensatorn Ct (C1) med någon av de två styrsignalerna.
De logiska kretsarna för styrning av utgångstransistorerna VT1 och VT2 öppnar dem endast när sågtandspulsernas spänning är högre än styrsignalerna. Och ju större skillnaden är, desto bredare blir utgångspulsen (desto större arbetscykel).
Styrspänningen vid stift 3 beror i sin tur på signalerna vid ingångarna till operationsförstärkare (felförstärkare), som i sin tur kan styra strömförsörjningens utspänning och utström.

En ökning eller minskning av värdet på valfri styrsignal orsakar således en motsvarande linjär minskning eller ökning av bredden på spänningspulserna vid mikrokretsens utgångar.
Som nämnts ovan kan spänningen från stift 4 (dödtidsstyrning), ingångarna på felförstärkare, eller återkopplingssignalen direkt från stift 3 användas som styrsignaler.

Teori, som de säger, är teori, men det kommer att vara mycket bättre att se och "röra" allt detta i praktiken, så låt oss montera följande krets på en brödtavla och se med våra egna ögon hur det hela fungerar.

Det enklaste och snabbaste sättet är att montera det hela på en brödbräda. Ja, jag installerade KA7500-chippet. Stift "13" på mikrokretsen är ansluten till den gemensamma ledningen, det vill säga våra utgångsomkopplare kommer att fungera i enkelcykelläge (signalerna på transistorerna kommer att vara desamma), och repetitionsfrekvensen för utgångspulserna kommer att motsvara frekvensen för sågtandsspänningen för GPG.

Jag kopplade oscilloskopet till följande kontrollpunkter:
- Den första strålen till stift "4", för att styra den konstanta spänningen på detta stift. Ligger i mitten av skärmen på nolllinjen. Känslighet - 1 volt per division;
- Den andra strålen till stift "5", för att styra sågtandsspänningen för GPG. Den är också belägen på nolllinjen (båda strålarna är kombinerade) i mitten av oscilloskopet och med samma känslighet;
- Den tredje strålen till utgången av mikrokretsen till stift "9", för att styra pulserna vid utgången av mikrokretsen. Strålens känslighet är 5 volt per division (0,5 volt, plus en delare med 10). Finns längst ner på oscilloskopskärmen.

Jag glömde att säga att mikrokretsens utgångsbrytare är anslutna till en gemensam kollektor. Med andra ord - enligt emitterföljarkretsen. Varför repeater? Eftersom signalen vid transistorns emitter exakt upprepar bassignalen, så att vi tydligt kan se allt.
Om du tar bort signalen från transistorns kollektor kommer den att inverteras (upp och ner) i förhållande till bassignalen.
Vi levererar ström till mikrokretsen och ser vad vi har vid terminalerna.

På det fjärde benet har vi noll (trimmermotståndsreglaget är i det lägsta läget), den första strålen är på nolllinjen i mitten av skärmen. Felförstärkarna fungerar inte heller.
På det femte benet ser vi en sågtandsspänning av GPN (andra strålen), med en amplitud på något mer än 3 volt.
Vid utgången av mikrokretsen (stift 9) ser vi rektangulära pulser med en amplitud på cirka 15 volt och en maximal bredd (96%). Prickarna längst ner på skärmen är exakt den fasta driftcykeltröskeln. För att göra det lättare att se, låt oss slå på sträckan på oscilloskopet.

Nåväl, nu kan du se bättre. Detta är just den tidpunkt då pulsamplituden sjunker till noll och utgångstransistorn är stängd under denna korta tid. Nollnivån för denna stråle är längst ner på skärmen.
Nåväl, låt oss lägga till spänning till stift "4" och se vad vi får.

Vid stift "4" ställde jag in en konstant spänning på 1 volt med hjälp av ett trimningsmotstånd, den första strålen steg med en division (rak linje på oscilloskopskärmen). Vad ser vi? Dödtiden har ökat (driftscykeln har minskat), detta prickad linje längst ner på skärmen. Det vill säga att utgångstransistorn är stängd under ungefär halva varaktigheten av själva pulsen.
Låt oss lägga till en volt till med ett trimmotstånd till stift "4" på mikrokretsen.

Vi ser att den första strålen har stigit ytterligare en division, utgångspulsernas varaktighet har blivit ännu kortare (1/3 av hela pulsens varaktighet), och dödtiden (utgångstransistorns stängningstid) har ökat till två tredjedelar. Det vill säga, det är tydligt synligt att mikrokretsens logik jämför nivån på GPG-signalen med nivån på styrsignalen och skickar till utgången endast den GPG-signal vars nivå är högre än styrsignalen.

För att göra det ännu tydligare kommer varaktigheten (bredden) av mikrokretsens utgångspulser att vara densamma som varaktigheten (bredden) av sågtandsspänningsutgångspulserna som ligger ovanför styrsignalnivån (ovanför den raka linjen på oscilloskopskärmen) .

Låt oss gå vidare, lägg till ytterligare en volt till stift "4" på mikrokretsen. Vad ser vi? Vid utgången av mikrokretsen finns mycket korta pulser, ungefär lika breda som topparna på sågtandsspänningen som sticker ut över den räta linjen. Låt oss slå på sträckan på oscilloskopet så att pulsen syns bättre.

Här ser vi en kort puls, under vilken utgångstransistorn kommer att vara öppen, och resten av tiden (nedre linjen på skärmen) kommer att vara stängd.
Nåväl, låt oss försöka öka spänningen vid stift "4" ännu mer. Vi använder ett trimmotstånd för att ställa in spänningen vid utgången över nivån för sågtandsspänningen för GPG.

Tja, det är det, vår strömförsörjning kommer att sluta fungera, eftersom utgången är helt "lugn". Det finns inga utgångspulser, eftersom vi vid styrstiftet "4" har en konstant spänningsnivå på mer än 3,3 volt.
Absolut samma sak kommer att hända om du applicerar en styrsignal på stift “3” eller till någon felförstärkare. Om någon är intresserad kan du kolla upp det själv experimentellt. Dessutom, om styrsignalerna finns på alla styrstift samtidigt och styr mikrokretsen (prevair), kommer det att finnas en signal från styrstiftet vars amplitud är större.

Tja, låt oss försöka koppla bort stift "13" från den gemensamma ledningen och ansluta den till stift "14", det vill säga byta driftsläge för utgångsväxlarna från encykel till push-pull. Låt oss se vad vi kan göra.

Med hjälp av ett trimningsmotstånd bringar vi återigen spänningen vid stift "4" till noll. Slå på strömmen. Vad ser vi?
Utsignalen från mikrokretsen innehåller också rektangulära pulser med maximal varaktighet, men deras repetitionsfrekvens har blivit hälften av frekvensen av sågtandspulser.
Samma pulser kommer att finnas på den andra nyckeltransistorn i mikrokretsen (stift 10), med den enda skillnaden att de kommer att förskjutas i tiden relativt dessa med 180 grader.
Det finns också en maximal arbetscykeltröskel (2%). Nu är det inte synligt, du måste ansluta den 4:e strålen på oscilloskopet och kombinera de två utsignalerna tillsammans. Den fjärde sonden finns inte till hands, så jag gjorde det inte. Den som vill, kolla upp det praktiskt taget själv för att vara säker på detta.

I detta läge fungerar mikrokretsen på exakt samma sätt som i enkelcykelläge, den enda skillnaden är att den maximala varaktigheten av utpulserna här inte kommer att överstiga 48 % av den totala pulslängden.
Så vi kommer inte att överväga detta läge på länge, utan bara se vilken typ av pulser vi kommer att ha när spänningen på stift "4" är två volt.

Vi höjer spänningen med ett trimmermotstånd. Bredden på utgångspulserna minskade till 1/6 av den totala pulslängden, det vill säga också exakt två gånger än i encykeldriftsläget för utgångsomkopplarna (1/3 gånger där).
Vid utgången av den andra transistorn (stift 10) kommer det att finnas samma pulser, endast förskjutna i tiden med 180 grader.
Tja, i princip har vi analyserat driften av PWM-kontrollern.

Även på stift "4". Som nämnts tidigare kan denna stift användas för en "mjuk" start av strömförsörjningen. Hur organiserar man detta?
Väldigt enkelt. För att göra detta, anslut en RC-krets till stift "4". Här är ett exempelfragment av diagrammet:

Hur fungerar "mjuk start" här? Låt oss titta på diagrammet. Kondensator Cl är ansluten till ION (+5 volt) genom motstånd R5.
När ström tillförs mikrokretsen (stift 12) visas +5 volt vid stift 14. Kondensator C1 börjar laddas. Laddningsströmmen för kondensatorn flyter genom motståndet R5, i ögonblicket för påslagning är den maximal (kondensatorn är urladdad) och ett spänningsfall på 5 volt inträffar över motståndet, som matas till stift "4". Denna spänning, som vi redan har upptäckt experimentellt, förbjuder passage av pulser till mikrokretsens utgång.
När kondensatorn laddas minskar laddningsströmmen och spänningsfallet över motståndet minskar i enlighet därmed. Spänningen vid stift "4" minskar också och pulser börjar dyka upp vid utgången av mikrokretsen, vars varaktighet ökar gradvis (eftersom kondensatorn laddas). När kondensatorn är fulladdad stannar laddningsströmmen, spänningen vid stift "4" blir nära noll, och stift "4" påverkar inte längre varaktigheten av utgångspulserna. Strömförsörjningen återgår till sitt driftläge.
Naturligtvis gissade du att starttiden för strömförsörjningen (den når driftläge) kommer att bero på storleken på motståndet och kondensatorn, och genom att välja dem kommer det att vara möjligt att reglera denna tid.

Tja, detta är kortfattat all teori och praktik, och det finns inget särskilt komplicerat här, och om du förstår och förstår arbetet med denna PWM, kommer det inte att vara svårt för dig att förstå och förstå arbetet med andra PWM:er.

Jag önskar alla lycka till.

ARTIKELN FÖRBEREDS BASERADE PÅ BOKEN AV A. V. GOLOVKOV och V. B LYUBITSKY "STRÖMFÖRSÖRJNING FÖR SYSTEMMODULER AV IBM PC-XT/AT TYPE" PUBLISHING HOUSE "LAD&N" Moskva 1995 nedladdad från i elektroniskt format från internet

KONTROLL IC TL494

I moderna UPS, specialiserade integrerade kretsar(IMS).
En idealisk kontroll-IC för att säkerställa normal drift av en UPS i PWM-läge bör uppfylla de flesta av följande villkor:
driftspänning inte högre än 40V;
närvaron av en mycket stabil termiskt stabiliserad referensspänningskälla;
närvaron av en sågtandsspänningsgenerator
tillhandahålla möjligheten att synkronisera en programmerbar mjukstart med en extern signal;
närvaron av en missanpassningssignalförstärkare med hög common-mode-spänning;
närvaro av en PWM-komparator;
närvaro av en pulsstyrd trigger;
närvaron av en två-kanals pre-terminal kaskad med kortslutningsskydd;
närvaro av dubbelpulsundertryckningslogik;
tillgänglighet av medel för att korrigera utspänningarnas symmetri;
förekomsten av strömbegränsning i ett brett spektrum av common-mode spänningar, såväl som strömbegränsning i varje period med avstängning i nödläge;
Tillgänglighet automatisk kontroll med direkt överföring;
säkerställa avstängning när matningsspänningen sjunker;
tillhandahållande av överspänningsskydd;
säkerställa kompatibilitet med TTL/CMOS-logik;
ger fjärraktivering och avstängning.

Figur 11. TL494-kontrollchip och dess pinout.

I de allra flesta fall används en mikrokrets av TL494CN-typ tillverkad av TEXAS INSTRUMENT (USA) som styrkrets för den aktuella UPS-klassen (Fig. 11). Den implementerar de flesta funktionerna ovan och produceras av ett antal utländska företag under olika namn. Till exempel tillverkar SHARP-företaget (Japan) mikrokretsen IR3M02, företaget FAIRCHILD (USA) - UA494, SAMSUNG-företaget (Korea) - KA7500, företaget FUJITSU (Japan) - MB3759, etc. Alla dessa mikrokretsar är kompletta analoger till den inhemska mikrokretsen KR1114EU4. Låt oss överväga i detalj designen och driften av detta kontrollchip. Den är speciellt utformad för att styra kraftdelen av UPS:en och innehåller (Fig. 12):

Figur 12. Funktionsdiagram för TL494 IC

Rampspänningsgenerator DA6; GPG-frekvensen bestäms av värdena för motståndet och kondensatorn som är anslutna till det 5:e och 6:e stiftet, och i den aktuella strömförsörjningsklassen väljs den till cirka 60 kHz;
stabiliserad referensspänningskälla DA5 (Uref=+5,OB) med extern utgång (stift 14);
dödzonsjämförare DA1;
komparator PWM DA2;
spänningsfelförstärkare DA3;
felförstärkare för strömgränssignal DA4;
två utgångstransistorer VT1 och VT2 med öppna kollektorer och emitters;
dynamisk push-pull D-trigger i frekvensdelningsläge med 2 - DD2;
hjälplogiska element DD1 (2-ELLER), DD3 (2:A), DD4 (2:A), DD5 (2-ELLER-NOT), DD6 (2-ELLER-NOT), DD7 (NOT);
konstant spänningskälla med en klassificering av 0,1BDA7;
källa likström med ett nominellt värde på 0,7 mA DA8.
Styrkretsen kommer att starta, d.v.s. pulssekvenser kommer att visas på stift 8 och 11 om någon matningsspänning läggs på stift 12, vars nivå ligger i intervallet från +7 till +40 V. Hela uppsättningen funktionsenheter som ingår i TL494 IC kan delas upp till digital och analog del (digitala och analoga signalvägar). Den analoga delen inkluderar felförstärkare DA3, DA4, komparatorer DA1, DA2, sågtandsspänningsgenerator DA6, samt hjälpkällor DA5, DA7, DA8. Alla andra element, inklusive utgångstransistorer, bildar den digitala delen (digital väg).

Figur 13. Drift av TL494 IC i nominellt läge: U3, U4, U5 - spänningar vid stift 3, 4, 5.

Låt oss först överväga hur den digitala vägen fungerar. Tidsdiagram som förklarar mikrokretsens funktion visas i fig. 13. Från tidsdiagrammen är det tydligt att ögonblicken för uppträdandet av mikrokretsens utgångsstyrpulser, såväl som deras varaktighet (diagram 12 och 13) bestäms av utgångstillståndet logiskt element DD1 (diagram 5). Resten av "logiken" utför endast hjälpfunktionen att dela upp utgångspulserna från DD1 i två kanaler. I detta fall bestäms varaktigheten av mikrokretsens utgångspulser av varaktigheten av det öppna tillståndet för dess utgångstransistorer VT1, VT2. Eftersom båda dessa transistorer har öppna kollektorer och emitters kan de kopplas ihop på två sätt. När den slås på enligt en krets med en gemensam emitter, avlägsnas utgångspulserna från transistorernas externa kollektorbelastningar (från stift 8 och 11 på mikrokretsen), och själva pulserna riktas nedåt från den positiva nivån (den ledande kanterna på pulserna är negativa). Transistorernas emitters (stift 9 och 10 på mikrokretsen) är i detta fall vanligtvis jordade. När den slås på enligt en krets med en gemensam kollektor, är externa belastningar anslutna till transistorernas emitter och utgångspulserna, riktade i detta fall av överspänningar (pulsernas framkanter är positiva), tas bort från emitterna på transistorer VT1, VT2. Kollektorerna för dessa transistorer är anslutna till strömbussen till kontrollchippet (Upom).
Utgångspulserna från de återstående funktionsenheterna som ingår i den digitala delen av mikrokretsen TL494 riktas uppåt, oavsett kretsschemat för mikrokretsen.
DD2-triggern är en push-pull dynamisk D flip-flop. Principen för dess funktion är som följer. På den främre (positiva) kanten av utgångspulsen från elementet DD1, skrivs tillståndet för ingången D på vippan DD2 till det interna registret. Fysiskt betyder detta att den första av de två vipporna som ingår i DD2 är omkopplade. När pulsen vid utgången av element DD1 slutar, växlas den andra vippan inom DD2 längs den fallande (negativa) kanten av denna puls, och tillståndet för DD2-utgångarna ändras (information som läses från ingång D visas vid utgång Q) . Detta eliminerar möjligheten att en upplåsningspuls uppträder vid basen av var och en av transistorerna VT1, VT2 två gånger under en period. Så länge som pulsnivån vid ingång C på triggern DD2 inte har ändrats, kommer tillståndet för dess utgångar inte att ändras. Därför sänds pulsen till mikrokretsens utgång genom en av kanalerna, till exempel den övre (DD3, DD5, VT1). När pulsen vid ingång C slutar, växlar triggern DD2, låser den övre kanalen och låser upp den nedre kanalen (DD4, DD6, VT2). Därför kommer nästa puls som kommer till ingång C och ingångarna DD5, DD6 att sändas till utgången på mikrokretsen via den nedre kanalen. Var och en av utgångspulserna från elementet DD1, med sin negativa flank, omkopplar triggern DD2 och ändrar därigenom passagekanalen för nästa puls. Därför indikerar referensmaterialet för styrmikrokretsen att mikrokretsens arkitektur ger dubbelpulsundertryckning, dvs. eliminerar uppkomsten av två upplåsningspulser baserade på samma transistor per period.
Låt oss i detalj överväga en driftsperiod för mikrokretsens digitala väg.
Utseendet på en upplåsningspuls baserad på utgångstransistorn för den övre (VT1) eller nedre (VT2) kanalen bestäms av logiken för driften av elementen DD5, DD6 ("2OR-NOT") och tillståndet för elementen DD3, DD4 ("2AND"), som i sin tur bestäms av triggerns DD2 tillstånd.
Driftslogiken för 2-ELLER-NOT-elementet är som känt att en spänning uppträder vid utgången av ett sådant element hög nivå(logisk 1) i det enda fallet där lågspänningsnivåer (logisk 0) är närvarande vid båda dess ingångar. För andra möjliga kombinationer av insignaler har utgången från element 2 OR-NOT en låg spänningsnivå (logisk 0). Om det därför finns en logisk 1:a (moment ti i diagram 5 i fig. 13) och vid utgången /Q finns en logisk 0:a vid båda ingångarna till elementet DD3 (2I) ) kommer det att finnas logisk 1 och därför kommer en logisk 1 att visas vid utgången DD3, och därför vid en av ingångarna på element DD5 (2ELLER-NOT) på den övre kanalen. Oavsett nivån på signalen som anländer till den andra ingången av detta element från utgången från elementet DD1, kommer därför tillståndet för utgången DD5 att vara logiskt O, och transistorn VT1 kommer att förbli i det stängda tillståndet. Utgångstillståndet för element DD4 kommer att vara logisk 0, eftersom logisk 0 är närvarande vid en av ingångarna på DD4, som kommer dit från /Q-utgången på vippan DD2. Logisk 0 från utgången på element DD4 matas till en av ingångarna på element DD6 och gör det möjligt för en puls att passera genom den nedre kanalen. Denna puls med positiv polaritet (logisk 1) kommer att visas vid utgången av DD6 och därför vid basen av VT2 under pausen mellan utgångspulserna från element DD1 (dvs. för den tid då det finns en logisk nolla vid utgången av DD1 - intervall trt2 i diagram 5, fig. 13). Därför öppnar transistor VT2 och en puls visas på dess kollektor med en svallvåg ner från den positiva nivån (om den är ansluten enligt en krets med en gemensam emitter).
Början av nästa utgångspuls från element DD1 (moment t2 i diagram 5 i fig. 13) kommer inte att ändra tillståndet för elementen i mikrokretsens digitala väg, med undantag för element DD6, vid vars utgång en logisk 0 visas, och därför kommer transistorn VT2 att stängas. Fullbordandet av utgångspulsen DD1 (moment ta) kommer att orsaka en förändring i tillståndet för utgångarna från triggern DD2 till det motsatta (logisk 0 - vid utgång Q, logisk 1 - vid utgång /Q). Därför kommer tillståndet för utgångarna från elementen DD3, DD4 att ändras (vid utgången från DD3 - logisk 0, vid utgången från DD4 - logisk 1). Pausen som började vid ögonblicket!3 vid utgången av element DD1 kommer att göra det möjligt att öppna transistorn VT1 i den övre kanalen. Logisk 0 vid utgången av element DD3 kommer att "bekräfta" denna möjlighet, vilket gör den till det verkliga utseendet av en upplåsningspuls baserad på transistor VT1. Denna impuls varar till ögonblick U, varefter VT1 stänger och processerna upprepas.
Sålunda är huvudidén med driften av mikrokretsens digitala väg att varaktigheten av utpulsen vid stift 8 och 11 (eller vid stift 9 och 10) bestäms av varaktigheten av pausen mellan utgångspulser från DD1-elementet. Elementen DD3, DD4 bestämmer kanalen för passage av en puls med hjälp av en lågnivåsignal, vars utseende alternerar vid utgångarna Q och /Q på triggern DD2, styrd av samma element DD1. Elementen DD5, DD6 är lågnivåmatchningskretsar.
För att slutföra beskrivningen av mikrokretsens funktionalitet bör ytterligare en viktig funktion noteras. Som man kan se av funktionsdiagram I figuren kombineras ingångarna för elementen DD3, DD4 och matas ut till stift 13 på mikrokretsen. Därför, om logisk 1 appliceras på stift 13, kommer elementen DD3, DD4 att fungera som förstärkare av information från utgångarna Q och /Q på triggern DD2. I det här fallet kommer elementen DD5, DD6 och transistorerna VT1, VT2 att växla med en fasförskjutning på en halv period, vilket säkerställer driften av kraftdelen av UPS:en, byggd enligt en push-pull-halvbrygga. Om logisk 0 appliceras på stift 13 kommer elementen DD3, DD4 att blockeras, dvs. tillståndet för utgångarna för dessa element kommer inte att ändras (konstant logisk 0). Därför kommer utpulserna från element DD1 att påverka elementen DD5, DD6 på samma sätt. Elementen DD5, DD6, och därför utgångstransistorerna VT1, VT2, kommer att växla utan fasförskjutning (samtidigt). Detta funktionssätt för kontrollmikrokretsen används om kraftdelen av UPS:en är gjord enligt en encykelkrets. I detta fall kombineras kollektorerna och emitterna för mikrokretsens båda utgångstransistorer i syfte att öka effekten.
Utspänningen används som en "hård" logisk enhet i push-pull-kretsar
chipets inre källa Uref (stift 13 på chippet är kombinerat med stift 14).
Låt oss nu titta på hur mikrokretsens analoga krets fungerar.
Tillståndet för DD1-utgången bestäms av utsignalen från PWM-komparatorn DA2 (diagram 4), som matas till en av DD1-ingångarna. Utsignalen från komparatorn DA1 (diagram 2), som tillförs den andra ingången på DD1, påverkar inte tillståndet för DD1-utgången i normal drift, vilket bestäms av de bredare utpulserna från PWM-komparatorn DA2.
Dessutom, från diagrammen i fig. 13 är det tydligt att när spänningsnivån ändras vid den icke-inverterande ingången på PWM-komparatorn (diagram 3), kommer bredden på mikrokretsens utgångspulser (diagram 12, 13) att förändras proportionellt. Vid normal drift bestäms spänningsnivån vid den icke-inverterande ingången på PWM-komparatorn DA2 endast av utspänningen från felförstärkaren DA3 (eftersom den överstiger utspänningen från DA4-förstärkaren), vilket beror på nivån på återkopplingssignal vid dess icke-inverterande ingång (stift 1 på mikrokretsen). Därför, när en återkopplingssignal appliceras på stift 1 på mikrokretsen, kommer bredden på utgångsstyrpulserna att ändras i proportion till förändringen i nivån på denna återkopplingssignal, som i sin tur ändras i proportion till förändringar i nivån av UPS:s utspänning, eftersom Feedback kommer därifrån.
Tidsintervallen mellan utgångspulserna vid stift 8 och 11 på mikrokretsen, när båda utgångstransistorerna VT1 och VT2 är slutna, kallas "döda zoner".
Komparator DA1 kallas en "dödzon"-komparator, eftersom den bestämmer dess minsta möjliga varaktighet. Låt oss förklara detta mer i detalj.
Av tidsdiagrammen i fig. 13 följer att om bredden på utgångspulserna från PWM-komparatorn DA2 minskar av någon anledning, då från en viss bredd av dessa pulser, kommer utgångspulserna från komparatorn DA1 att bli bredare än utpulser från PWM-komparatorn DA2 och börjar bestämma utgångstillståndet för det logiska elementet DD1, och därför. bredden på mikrokretsens utgångspulser. Med andra ord begränsar komparator DA1 bredden på mikrokretsens utgångspulser vid en viss maxnivå. Begränsningsnivån bestäms av potentialen vid den icke-inverterande ingången på komparator DA1 (stift 4 på mikrokretsen) i stationärt tillstånd. Å andra sidan kommer emellertid potentialen vid stift 4 att bestämma området för breddjustering av mikrokretsens utgångspulser. När potentialen vid stift 4 ökar, minskar detta område. Det bredaste justeringsområdet erhålls när potentialen vid stift 4 är 0.
Men i det här fallet finns det en fara förknippad med det faktum att bredden på den "döda zonen" kan bli lika med 0 (till exempel i fallet med en betydande ökning av strömmen som förbrukas från UPS). Detta innebär att styrpulserna vid stift 8 och 11 på mikrokretsen kommer att följa direkt efter varandra. Därför kan en situation som kallas "rack haveri" uppstå. Det förklaras av trögheten hos växelriktarens krafttransistorer, som inte kan öppnas och stängas omedelbart. Därför, om du samtidigt applicerar en låssignal till basen av en tidigare öppnad transistor och en upplåsningssignal till basen av en stängd transistor (dvs med en "död zon") noll, kommer du att få en situation där en transistor har inte stängt ännu, och den andra är redan öppen. Sedan uppstår ett genombrott längs halvbryggans transistorstativ, som består i flödet av genomströmning genom båda transistorerna. Denna ström, som framgår av diagrammet i fig. 5, kringgår krafttransformatorns primärlindning och är praktiskt taget obegränsad. Nuvarande skydd fungerar inte i det här fallet, eftersom ström flyter inte genom strömsensorn (visas inte i diagrammet; designen och funktionsprincipen för de använda strömsensorerna kommer att diskuteras i detalj i efterföljande avsnitt), vilket innebär att denna sensor inte kan mata ut en signal till styrkretsen. Därför når genomströmmen ett mycket stort värde på mycket kort tid. Detta leder till en kraftig ökning av kraften som frigörs på båda krafttransistorerna och nästan omedelbart fel (vanligtvis haveri). Dessutom kan dioderna på effektlikriktarbryggan skadas av ett inslag av genomström. Denna process slutar med att nätverkssäkringen blåser, som på grund av sin tröghet inte har tid att skydda kretselementen, utan bara skyddar det primära nätverket från överbelastning.
Därför styrspänningen; som tillförs krafttransistorernas baser måste utformas på ett sådant sätt att först en av dessa transistorer stängs på ett tillförlitligt sätt och först därefter öppnas den andra. Med andra ord, mellan styrpulserna som tillförs krafttransistorernas baser måste det finnas en tidsförskjutning som inte är lika med noll ("död zon"). Den minsta tillåtna varaktigheten för "dödzonen" bestäms av trögheten hos transistorerna som används som strömbrytare.
Mikrokretsens arkitektur låter dig justera den minimala varaktigheten för den "döda zonen" med hjälp av potentialen vid stift 4 på mikrokretsen. Denna potential ställs in med hjälp av en extern delare ansluten till utgångsspänningsbussen för Uref-mikrokretsens interna referenskälla.
Vissa UPS-versioner har inte en sådan avdelare. Detta betyder att efter att mjukstartsprocessen är avslutad (se nedan) blir potentialen vid stift 4 på mikrokretsen lika med 0. I dessa fall kommer den minsta möjliga varaktigheten för "dödzonen" fortfarande inte att bli lika med 0, men kommer att bestämmas av den interna spänningskällan DA7 (0, 1B), som är ansluten till den icke-inverterande ingången på komparatorn DA1 med dess positiva pol, och till stift 4 på mikrokretsen med dess negativa pol. Således, tack vare inkluderingen av denna källa, kan bredden på utgångspulsen från komparatorn DA1, och därför bredden på den "döda zonen", under inga omständigheter bli lika med 0, vilket betyder att "nedbrytning längs racket" kommer att vara i grunden omöjligt. Med andra ord inkluderar mikrokretsens arkitektur en begränsning av den maximala varaktigheten av dess utpuls (den minsta varaktigheten för den "döda zonen"). Om det finns en delare ansluten till stift 4 på mikrokretsen, är potentialen för detta stift efter en mjukstart inte lika med 0, därför bestäms bredden på utgångspulserna från komparatorn DA1 inte bara av den interna källan DA7, men också av den kvarvarande potentialen (efter avslutad mjukstart) potential vid stift 4. Men samtidigt, som nämnts ovan, minskas det dynamiska området för breddjusteringen av PWM-jämföraren DA2.

STARTDIAGRAM

Startkretsen är utformad för att erhålla spänning som skulle kunna användas för att driva styrmikrokretsen för att starta den efter att IVP har slagits på till matningsnätet. Därför betyder uppstart start av styrmikrokretsen först, utan vilken normal drift av kraftsektionen och hela UPS-kretsen som helhet är omöjlig.
Startkretsen kan konstrueras på två olika sätt:
med självupphetsning;
med påtvingad stimulering.
En självexciterad krets används till exempel i GT-150W UPS (Fig. 14). Den likriktade nätverksspänningen Uep tillförs den resistiva delaren R5, R3, R6, R4, som är basen för båda kraftnyckeltransistorerna Q1, Q2. Därför, genom transistorerna, under påverkan av den totala spänningen på kondensatorerna C5, C6 (Uep), börjar en basström att flyta genom kretsen (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - den "gemensamma tråden" på primärsidan - (-)C6.
Båda transistorerna öppnas något av denna ström. Som ett resultat börjar strömmar i ömsesidigt motsatta riktningar att flöda genom kollektor-emittersektionerna på båda transistorerna längs kretsarna:
genom Q1: (+)C5 - +310 V buss - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
genom Q2: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - "gemensam tråd" på primärsidan - (-)C6.

Figur 14. Självupplyst startdiagram för GT-150W UPS.

Om båda strömmarna som flyter genom de ytterligare (start) varven 5-6 T1 i motsatta riktningar var lika, då skulle den resulterande strömmen vara 0, och kretsen skulle inte kunna starta.
Men på grund av den tekniska spridningen av strömförstärkningsfaktorerna för transistorerna Q1, Q2 är en av dessa strömmar alltid större än den andra, eftersom transistorer är något öppna i varierande grad. Därför är den resulterande strömmen genom varven 5-6 T1 inte lika med 0 och har en eller annan riktning. Låt oss anta att strömmen genom transistorn Q1 dominerar (det vill säga Q1 är mer öppen än Q2) och därför flyter strömmen i riktningen från stift 5 till stift 6 i T1. Ytterligare resonemang bygger på detta antagande.
Men i rättvisans namn bör det noteras att strömmen genom transistor Q2 också kan vara dominerande, och då kommer alla processer som beskrivs nedan att relatera till transistor Q2.
Strömflödet genom varven 5-6 av T1 orsakar uppkomsten av en EMF av ömsesidig induktion på alla lindningar av styrtransformatorn T1. I detta fall uppstår (+) EMF vid stift 4 i förhållande till stift 5 och en ytterligare ström flyter in i basen Q1 under påverkan av denna EMF, vilket öppnar den något genom kretsen: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Samtidigt uppträder (-) EMF vid stift 7 på T1 i förhållande till stift 8, dvs. polariteten hos denna EMF visar sig blockera för Q2 och den stängs. Därefter kommer positiv feedback (POF) in i bilden. Dess effekt är att när strömmen ökar genom kollektor-emittersektionen Q1 och vrider 5-6 T1, verkar en ökande EMF på lindningen 4-5 T1, vilket skapar en ytterligare basström för Q1 och öppnar den i ännu större utsträckning . Denna process utvecklas som en lavin (mycket snabbt) och leder till fullständig öppning av Q1 och låsning av Q2. En linjärt ökande ström börjar flyta genom den öppna Q1 och primärlindningen 1-2 på kraftpulstransformatorn T2, vilket orsakar uppkomsten av en EMF-puls av ömsesidig induktion på alla lindningar av T2. En impuls från lindning 7-5 T2 laddar lagringskapacitet C22. En spänning uppträder vid C22, som tillförs som en matning till stift 12 på styrchipet IC1 av TL494-typ och till matchningssteget. Mikrokretsen startar och genererar rektangulära pulssekvenser vid sina stift 11, 8, med vilka kraftomkopplarna Q1, Q2 börjar växla genom matchningssteget (Q3, Q4, T1). Puls-EMK för den nominella nivån visas på alla lindningar på krafttransformatorn T2. I det här fallet matar EMF från lindningarna 3-5 och 7-5 ständigt C22 och upprätthåller en konstant spänningsnivå på den (cirka +27V). Med andra ord börjar mikrokretsen driva sig själv genom återkopplingsringen (självmatande). Enheten går in i driftläge. Matningsspänningen för mikrokretsen och matchningssteget är hjälp, verkar bara inuti blocket och kallas vanligtvis Upom.
Denna krets kan ha vissa variationer, till exempel i LPS-02-150XT switchande strömförsörjning (tillverkad i Taiwan) för Mazovia SM1914-datorn (Fig. 15). I denna krets erhålls den initiala drivkraften för utvecklingen av startprocessen med hjälp av en separat halvvågslikriktare D1, C7, som driver den resistiva delaren grundläggande för effektomkopplare i den första positiva halvcykeln av nätverket. Detta påskyndar startprocessen, eftersom... den initiala upplåsningen av en av nycklarna sker parallellt med laddningen av utjämningskondensatorer med hög kapacitet. Annars fungerar schemat på samma sätt som det som diskuterats ovan.

Figur 15. Självexiterande startkrets i LPS-02-150XT switchande strömförsörjning

Detta schema används till exempel i PS-200B UPS från LING YIN GROUP (Taiwan).
Primärlindningen på den speciella starttransformatorn T1 slås på vid halva nätspänningen (vid ett nominellt värde på 220V) eller vid full spänning (vid ett nominellt värde på 110V). Detta görs av skäl som amplituden AC spänning på sekundärlindningen T1 skulle inte bero på matningsnätets klassificering. När UPS-enheten är påslagen flyter växelström genom primärlindningen T1. Därför induceras en alternerande sinusformad EMF med frekvensen för försörjningsnätet på sekundärlindningen 3-4 T1. Strömmen som flyter under påverkan av denna EMF likriktas av en speciell bryggkrets på dioderna D3-D6 och utjämnas av kondensatorn C26. En konstant spänning på ca 10-11V släpps ut vid C26, som tillförs som en matning till stift 12 i styrmikrokretsen U1 av typ TL494 och till matchningssteget. Parallellt med denna process laddas anti-aliasingfiltrets kondensatorer. Därför aktiveras även effektsteget när ström tillförs mikrokretsen. Mikrokretsen startar och börjar generera sekvenser av rektangulära pulser vid sina stift 8, 11, med vilka strömbrytarna börjar växla genom matchningssteget. Som ett resultat visas blockets utspänningar. Efter att ha gått in i självmatningsläget matas mikrokretsen från +12V utspänningsbussen genom frånkopplingsdioden D8. Eftersom denna självmatande spänning är något högre än utgångsspänningen från likriktaren D3-D5, är dioderna på denna startlikriktare låsta, och det påverkar inte kretsens funktion.
Behovet av återkoppling via diod D8 är valfritt. I vissa UPS-kretsar som använder forcerad excitation finns det ingen sådan anslutning. Styrmikrokretsen och matchningssteget matas från startlikriktarens utgång under hela drifttiden. Däremot är rippelnivån på Upom-bussen i det här fallet något högre än vid strömförsörjning av mikrokretsen från +12V utspänningsbussen.
För att sammanfatta beskrivningen av lanseringsscheman kan vi notera huvuddragen i deras konstruktion. I en självexciterad krets kopplas krafttransistorerna initialt, vilket resulterar i uppkomsten av en matningsspänning för Upom-chippet. I en krets med forcerad excitation erhålls först Upom, och som ett resultat kopplas effekttransistorerna. Dessutom, i självexciterade kretsar är Upom-spänningen vanligtvis runt +26V, och i forcerade kretsar är den vanligtvis runt +12V.
En krets med forcerad magnetisering (med separat transformator) visas i fig. 16.

Figur 16. Uppstartskrets med forcerad magnetisering av PS-200B switchande strömförsörjning (LING YIN GROUP).

MATCHANDE CASCADE

Ett matchningssteg används för att matcha och frikoppla utgångssteget med hög effekt från styrkretsar med låg effekt.
Praktiska scheman för att konstruera en matchande kaskad i olika UPS:er kan delas in i två huvudalternativ:
transistorversion, där externa diskreta transistorer används som switchar;
transistorlös version, där utgångstransistorerna på själva styrchippet VT1, VT2 (i integrerad version) används som nycklar.
Dessutom är en annan egenskap genom vilken matchningssteg kan klassificeras metoden för att styra effekttransistorerna hos en halvbrygga-växelriktare. Baserat på denna funktion kan alla matchande kaskader delas in i:
kaskader med gemensam styrning, där båda effekttransistorerna styrs med en gemensam styrtransformator, som har en primär och två sekundärlindningar;
kaskader med separat styrning, där var och en av effekttransistorerna styrs med hjälp av en separat transformator, d.v.s. Det finns två styrtransformatorer i matchningssteget.
Baserat på båda klassificeringarna kan den matchande kaskaden utföras på ett av fyra sätt:
transistor med allmän styrning;
transistor med separat styrning;
transistorlös med allmän styrning;
transistorlös med separat styrning.
Transistorsteg med separat styrning används sällan eller används inte alls. Författarna hade inte möjlighet att möta en sådan utföringsform av den matchande kaskaden. De återstående tre alternativen är mer eller mindre vanliga.
I alla varianter sker kommunikation med effektsteget med en transformatormetod.
I detta fall utför transformatorn två huvudfunktioner: förstärkning av styrsignalen vad gäller ström (på grund av dämpning i spänning) och galvanisk isolering. Galvanisk isolering är nödvändig eftersom kontrollchipet och matchningssteget är på sekundärsidan och effektsteget är på primärsidan av UPS:en.
Låt oss överväga funktionen för vart och ett av de nämnda matchande kaskadalternativen med hjälp av specifika exempel.
I en transistorkrets med gemensam styrning används en push-pull transformatorföreffektförstärkare på transistorerna Q3 och Q4 som matchningssteg (fig. 17).

Figur 17. Matchningssteg för KYP-150W switchande strömförsörjning (transistorkrets med gemensam styrning).

Figur 18. Verklig form av pulser på kollektorerna

Strömmarna genom dioderna D7 och D9, som flyter under påverkan av den magnetiska energin som är lagrad i DT-kärnan, har formen av en sönderfallande exponential. I DT-kärnan, under flödet av strömmar genom dioderna D7 och D9, verkar ett växlande (fallande) magnetiskt flöde, vilket orsakar uppkomsten av EMF-pulser på dess sekundära lindningar.
Diod D8 eliminerar inverkan av matchningssteget på kontrollchippet genom den gemensamma kraftbussen.
En annan typ av transistormatchningssteg med allmän styrning används i ESAN ESP-1003R switchande strömförsörjning (fig. 19). Den första egenskapen hos detta alternativ är att utgångstransistorerna VT1, VT2 i mikrokretsen ingår som emitterföljare. Utsignaler tas bort från stift 9 och 10 på mikrokretsen. Motstånd R17, R16 och R15, R14 är emitterbelastningar för transistorerna VT1 respektive VT2. Samma resistorer bildar de grundläggande avdelare för transistorer Q3, Q4, som arbetar i switchmode. Kapacitanserna C13 och C12 tvingar fram och hjälper till att påskynda omkopplingsprocesserna för transistorerna Q3, Q4. Den andra karakteristiska egenskapen hos denna kaskad är att styrtransformatorns DT primärlindning inte har någon utgång från mittpunkten och är ansluten mellan kollektorerna hos transistorerna Q3, Q4. När kontrollchippets utgångstransistor VT1 öppnas, spänningssätts delaren R17, R16, som är basen för transistorn Q3, med spänning Upom. Därför flyter ström genom kontrollövergång Q3 och den öppnar. Denna process accelereras av forceringskapacitansen C13, som förser basen Q3 med en upplåsningsström som är 2-2,5 gånger högre än det fastställda värdet. Resultatet av att öppna Q3 är att primärlindningen 1-2 DT är ansluten till huset med sitt stift 1. Eftersom den andra transistorn Q4 är låst börjar en ökande ström flyta genom primärlindningen DT längs kretsen: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - hölje.

Figur 19. Matchningssteg för strömförsörjning ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (transistorkrets med gemensam styrning).

Rektangulära EMF-pulser visas på sekundärlindningarna 3-4 och 5-6 DT. Lindningsriktningen för DT-sekundärlindningarna är annorlunda. Därför kommer en av krafttransistorerna (visas inte i diagrammet) att ta emot en öppningsbaspuls och den andra kommer att ta emot en stängningspuls. När VT1 på kontrollchippet stänger kraftigt, stänger Q3 också kraftigt efter det. Accelerationen av stängningsprocessen underlättas av forceringskapacitansen C13, från vilken spänningen tillförs bas-emitterövergången Q3 i stängningspolariteten. Sedan varar den "döda zonen" när båda utgångstransistorerna på mikrokretsen är stängda. Därefter öppnas utgångstransistorn VT2, vilket betyder att delaren R15, R14, som är basen för den andra transistorn Q4, drivs av spänningen Upom. Därför öppnar Q4 och primärlindningen 1-2 DT är ansluten till huset i dess andra ände (stift 2), så en ökande ström börjar flyta genom den i motsatt riktning mot föregående fall längs kretsen: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "ram".
Därför ändras polariteten för pulserna på sekundärlindningarna av DT, och den andra effekttransistorn kommer att ta emot öppningspulsen, och en puls med stängningspolaritet kommer att verka på basis av den första. När VT2 på kontrollchippet stänger skarpt, stänger Q4 också skarpt efter det (med hjälp av forceringskapacitansen C12). Sedan fortsätter den "döda zonen" igen, varefter processerna upprepas.
Sålunda är huvudtanken bakom driften av denna kaskad att ett alternerande magnetiskt flöde i DT-kärnan kan erhållas på grund av det faktum att primärlindningen DT är ansluten till huset i den ena eller andra änden. Därför flyter växelström genom den utan en direkt komponent med en unipolär matning.
I transistorlösa versioner av matchningsstegen i UPS:en används utgångstransistorerna VT1, VT2 från kontrollmikrokretsen som transistorer i matchningssteget, som noterats tidigare. I detta fall finns det inga diskreta matchande stegtransistorer.
Den transistorlösa gemensamma styrkretsen används till exempel i UPS diagram PS-200V. Utgångstransistorerna från mikrokretsen VT1, VT2 laddas längs kollektorerna av transformatorns DT primära halvlindningar (fig. 20). Ström tillförs till mittpunkten av primärlindningen DT.

Figur 20. Matchningssteg för PS-200B omkopplande strömförsörjning (transistorlös krets med gemensam styrning).

När transistor VT1 öppnar flyter en ökande ström genom denna transistor och halvlindning 1-2 på styrtransformatorn DT. Styrpulser uppträder på DTs sekundära lindningar, som har en sådan polaritet att en av växelriktareffekttransistorerna öppnar och den andra stänger. I slutet av pulsen stänger VT1 skarpt, strömmen genom halvlindning 1-2 DT slutar att flyta, så EMF på sekundärlindningarna DT försvinner, vilket leder till att effekttransistorerna stängs. Därefter varar den "döda zonen" när båda utgångstransistorerna VT1, VT2 i mikrokretsen är stängda och ingen ström flyter genom primärlindningen DT. Därefter öppnar transistorn VT2 och strömmen, som ökar med tiden, flyter genom denna transistor och halvlindade 2-3 DT. Det magnetiska flödet som skapas av denna ström i DT-kärnan har motsatt riktning mot föregående fall. Därför induceras en EMF med motsatt polaritet mot det tidigare fallet på sekundärlindningarna DT. Som ett resultat öppnas den andra transistorn i halvbryggomriktaren, och vid basen av den första har pulsen en polaritet som stänger den. När VT2 på kontrollchippet stänger, stannar strömmen genom den och primärlindningen DT. Därför försvinner EMF på sekundärlindningarna DT, och växelriktareffekttransistorerna stängs igen. Sedan fortsätter den "döda zonen" igen, varefter processerna upprepas.
Huvudidén med att bygga denna kaskad är att ett alternerande magnetiskt flöde i kärnan av styrtransformatorn kan erhållas genom att mata ström till mittpunkten av primärlindningen på denna transformator. Därför flyter strömmar genom halvlindningarna med samma antal varv i olika riktningar. När mikrokretsens båda utgångstransistorer är stängda ("döda zoner") är det magnetiska flödet i kärnan DT lika med 0. Alternativ öppning av transistorerna orsakar det alternerande utseendet av magnetiskt flöde i den ena eller andra halvlindningen. Det resulterande magnetiska flödet i kärnan är variabelt.
Den sista av dessa varianter (transistorlös krets med separat styrning) används till exempel i UPS-enheten till Appis-datorn (Peru). I denna krets finns två styrtransformatorer DT1, DT2, vars primära halvlindningar är kollektorbelastningar för mikrokretsens utgångstransistorer (fig. 21). I detta schema styrs var och en av de två strömbrytarna genom en separat transformator. Ström tillförs kollektorerna för mikrokretsens utgångstransistorer från den gemensamma Upom-bussen genom mittpunkterna på primärlindningarna hos styrtransformatorerna DT1, DT2.
Dioderna D9, D10 med motsvarande delar av primärlindningarna DT1, DT2 bildar kärnavmagnetiseringskretsar. Låt oss titta på denna fråga mer detaljerat.

Figur 21. Matchningssteg för "Appis" omkopplande strömförsörjning (transistorlös krets med separat styrning).

Matchningssteget (fig. 21) är i huvudsak två oberoende framomvandlare med enkel ände, eftersom öppningsströmmen flyter in i basen av effekttransistorn under det öppna tillståndet hos den matchande transistorn, dvs. den matchande transistorn och krafttransistorn som är ansluten till den via en transformator är öppna samtidigt. I detta fall arbetar båda pulstransformatorerna DT1, DT2 med en konstant komponent av primärlindningsströmmen, dvs. med påtvingad magnetisering. Om inte speciella åtgärder vidtas för att avmagnetisera kärnorna kommer de att övergå i magnetisk mättnad under flera perioder omvandlardrift, vilket kommer att leda till en betydande minskning av induktansen hos primärlindningarna och fel på omkopplingstransistorerna VT1, VT2. Låt oss överväga de processer som sker i omvandlaren på transistorn VT1 och transformatorn DT1. När transistorn VT1 öppnar flyter en linjärt ökande ström genom den och primärlindningen 1-2 DT1 längs kretsen: Upom -2-1 DT1 - krets VT1 - "fall".
När upplåsningspulsen vid basen av VT1 slutar stängs den abrupt. Strömmen genom lindning 1-2 DT1 stannar. Emellertid ändrar EMF på den avmagnetiserande lindningen 2-3 DT1 polaritet, och den avmagnetiserande kärnan DT1-strömmen flyter genom denna lindning och dioden D10 genom kretsen: 2 DT1 - Upom - C9 - "kropp" - D10-3DT1.
Denna ström är linjärt avtagande, dvs. derivatan av det magnetiska flödet genom kärnan DT1 ändrar tecken, och kärnan avmagnetiseras. Under denna omvända cykel återförs således överskottsenergin som är lagrad i kärnan DT1 under det öppna tillståndet hos transistorn VT1 till källan (lagringskondensatorn C9 hos Upom-bussen laddas om).
Det här alternativet för att implementera den matchande kaskaden är dock minst att föredra, eftersom båda transformatorerna DT1, DT2 arbetar med underutnyttjande i induktion och med en konstant komponent av primärlindningsströmmen. Magnetiseringsomkastningen av kärnorna DT1, DT2 sker i en privat cykel och täcker endast positiva induktionsvärden. På grund av detta visar sig magnetiska flöden i kärnorna vara pulserande, d.v.s. innehåller en konstant komponent. Detta leder till ökade vikt- och storleksparametrar för transformatorerna DT1, DT2 och dessutom, jämfört med andra matchande kaskadalternativ, krävs två transformatorer här istället för en.

Denna stabilisator har bra egenskaper, har smidig justering av ström och spänning, bra stabilisering, tolererar kortslutning utan problem, är relativt enkel och kräver inga stora ekonomiska kostnader. Han har hög effektivitet På grund av pulsdriftsprincipen kan utströmmen nå upp till 15 ampere, vilket gör att du kan bygga en kraftfull laddare och strömförsörjning med ström- och spänningsreglering. Om så önskas kan du öka utströmmen till 20 ampere eller mer.

På Internet av liknande enheter har var och en sina egna fördelar och nackdelar, men deras funktionsprincip är densamma. Det föreslagna alternativet är ett försök att skapa en enkel och ganska kraftfull stabilisator.

Genom användning av fältbrytare var det möjligt att avsevärt öka källans belastningskapacitet och minska uppvärmningen på strömbrytarna. Med en utström på upp till 4 ampere behöver inte transistorer och en effektdiod installeras på radiatorer.

Betygen för vissa komponenter i diagrammet kan skilja sig från betygen på tavlan, eftersom Jag utvecklade tavlan för mina egna behov.

Justeringsområdet för utspänningen är från 2 till 28 volt, i mitt fall är den maximala spänningen 22 volt, eftersom Jag använde lågspänningsbrytare och att höja spänningen över detta värde var riskabelt, men med en inspänning på ca 30 volt kan man lätt komma upp i 28 volt vid utgången. Justeringsområdet för utströmmen är från 60mA till 15A Ampere, beroende på strömsensorns resistans och kretsens kraftelement.

Enheten är inte rädd kortslutningar, kommer den nuvarande gränsen helt enkelt att fungera.

En källa baserad på en PWM-kontroller har satts ihop TL494, utgången från mikrokretsen kompletteras med en drivrutin för att styra strömbrytare.

Jag skulle vilja fästa din uppmärksamhet på banken av kondensatorer installerade vid utgången. Låga kondensatorer bör användas internt motstånd vid 40-50 volt, med en total kapacitet på 3000 till 5000 μF.

Utgångsbelastningsmotståndet används för snabb urladdning utgångskondensatorer, utan det kommer mätvoltmetern vid utgången att fungera med en fördröjning, eftersom När utspänningen minskar behöver kondensatorerna tid att ladda ur, och detta motstånd kommer snabbt att ladda ur dem. Resistansen för detta motstånd måste räknas om om en spänning större än 24 volt läggs på kretsens ingång. Motståndet är ett tvåwattsmotstånd, designat med en effektreserv det kan bli varmt under drift, detta är normalt.

Hur det fungerar:

PWM-styrenheten genererar styrpulser för strömbrytare. Om det finns en styrpuls tillförs transistorn och ström genom transistorns öppna kanal genom induktorn till lagringskondensatorn. Glöm inte att induktorn är en induktiv belastning, som tenderar att ackumulera energi och uteffekt på grund av självinduktion. När transistorn stängs kommer laddningen som ackumulerats i induktorn att fortsätta att mata belastningen genom Schottky-dioden. I det här fallet kommer dioden att öppnas, eftersom Spänningen från induktorn har omvänd polaritet. Denna process kommer att upprepas tiotusentals gånger per sekund, beroende på arbetsfrekvensen för PWM-chippet. Faktum är att PWM-styrenheten alltid övervakar spänningen på utgångskondensatorn.

Stabilisering av utspänningen sker enligt följande. Den icke-inverterande ingången på mikrokretsens första felförstärkare (stift 1) tar emot utspänningen från stabilisatorn, där den jämförs med referensspänningen som finns på felförstärkarens inversa ingång. När utspänningen minskar kommer spänningen vid stift 1 också att minska, och om den är mindre än referensspänningen kommer PWM-styrenheten att öka pulslängden, därför kommer transistorerna att vara i öppet tillstånd under längre tid och mer ström pumpas in i induktorn, om utspänningen är större än referensen, kommer det motsatta att hända - mikrokretsen kommer att minska varaktigheten av kontrollpulserna. Den specificerade delaren kan kraftfullt ändra spänningen vid den icke-inverterande ingången på felförstärkaren och därigenom öka eller minska utspänningen från stabilisatorn som helhet. För den mest exakta spänningsregleringen används ett avstämningsmotstånd med flera varv, även om ett vanligt kan användas.

Den minsta utspänningen är cirka 2 volt, inställd av den specificerade avdelaren, om du vill, kan du leka med motstånden för att få acceptabla värden för dig, det rekommenderas inte att minska minimispänningen under 1 volt.

En shunt är installerad för att övervaka strömmen som förbrukas av lasten. För att organisera strömbegränsningsfunktionen används en andra felförstärkare som en del av Tl494 PWM-styrenheten. Spänningsfallet över shunten matas till den andra felförstärkarens icke-inverterande ingång, återigen jämfört med referensen, och då händer exakt samma sak som vid spänningsstabilisering. Det specificerade motståndet kan användas för att reglera utströmmen.

Strömshunten är gjord av två parallellkopplade lågresistansmotstånd med ett motstånd på 0,05 Ohm.

Lagringschoken är lindad på en gul-vit ring från gruppstabiliseringsfiltret datorenhet näring.

Eftersom kretsen var planerad för en ganska stor inström, är det lämpligt att använda två ringar vikta ihop. Induktorlindningen innehåller 20 varv av 1,25 mm diameter tråd lindad i två strängar i lackisolering, induktansen är ca 80-90 mikrohenry.

Varje radioamatör, reparatör eller bara en hantverkare behöver en strömkälla för att driva sina kretsar, testa dem med en strömkälla, eller ibland behöver han bara ladda batteriet. Det hände så att jag blev intresserad av detta ämne för en tid sedan och jag behövde också en liknande enhet. Som vanligt letade jag igenom många sidor på Internet om den här frågan, följde många ämnen på forumen, men exakt vad jag behövde fanns ingenstans i mitt sinne - då bestämde jag mig för att göra allt själv och samla all nödvändig information bit för bit. Därmed föddes impulsen laboratorieblock strömförsörjning på TL494-chippet.

Vad som är speciellt – ja, det verkar inte vara så mycket, men jag ska förklara – att göra om en dators ursprungliga strömförsörjning på samma kretskort verkar inte riktigt Feng Shui, och det är inte heller vackert. Det är samma historia med fodralet - en metallbit med hål ser helt enkelt inte bra ut, men om det finns fans av den här stilen har jag inget emot det. Därför är denna design endast baserad på huvuddelarna från den ursprungliga datorns strömförsörjning, men det tryckta kretskortet (eller snarare, tryckta kretskort - det finns faktiskt tre av dem) är gjorda separat och specifikt för fallet. Fodralet här består också av två delar - basen är givetvis Kradex Z4A-fodralet, samt fläkten (kylaren), som du kan se på bilden. Det är som en fortsättning på kroppen, men först till kvarn.

Strömförsörjningsschema:

Du kan se en lista över delar i slutet av artikeln. Låt oss nu kort analysera kretsen för en switchande laboratorieströmförsörjning. Kretsen fungerar på TL494-chipet, det finns många analoger, men jag rekommenderar fortfarande att du använder originalchips, de är mycket billiga och fungerar tillförlitligt, till skillnad från kinesiska analoger och förfalskningar. Du kan också plocka isär flera gamla nätaggregat från datorer och samla de nödvändiga delarna därifrån, men jag rekommenderar om möjligt att använda nya delar och mikrokretsar - det ökar chansen att lyckas så att säga. På grund av det faktum att uteffekten från de inbyggda nyckelelementen i TL494 inte är tillräcklig för att driva kraftfulla transistorer, som arbetar på huvudpulstransformatorn Tr2, byggs en styrkrets för krafttransistorerna T3 och T4 med hjälp av styrtransformatorn Tr1. Denna styrtransformator används från en gammal datorströmkälla utan att göra ändringar i lindningarnas sammansättning. Styrtransformatorn Trl drivs av transistorerna T1 och T2.

Signalerna från styrtransformatorn tillförs krafttransistorernas baser genom dioderna D8 och D9. Transistorer T3 och T4 används bipolära märken MJE13009, du kan använda transistorer med en lägre ström - MJE13007, men här är det fortfarande bättre att lämna dem med en högre ström för att öka kretsens tillförlitlighet och kraft, även om detta inte kommer att rädda dig från en kortslutning i kretsens högspänningskretsar. Därefter svänger dessa transistorer transformatorn Tr2, som omvandlar den likriktade spänningen på 310 volt från diodbryggan VDS1 till vad vi behöver (i detta fall 30 - 31 volt). Data om återlindning (eller lindning från början) av transformatorn kommer lite senare. Utspänningen tas bort från sekundärlindningarna på denna transformator, till vilken en likriktare och en serie filter är anslutna så att spänningen blir så rippelfri som möjligt. Likriktaren måste användas på Schottky-dioder för att minimera förlusterna under likriktningen och eliminera stor uppvärmning av detta element enligt kretsen, en dubbel Schottky-diod D15 används. Även här gäller att ju större diodernas tillåtna ström är, desto bättre. Om du slarvar under den första uppstarten av kretsen är det stor sannolikhet att skada dessa dioder och effekttransistorer T3 och T4. I kretsens utgångsfilter är det värt att använda elektrolytiska kondensatorer med låg ESR (Låg ESR). Drosslar L5 och L6 användes från gamla datorströmförsörjningar (även om som gamla - helt enkelt felaktiga, men ganska nya och kraftfulla, det verkar 550 W). L6 används utan att byta lindning och är en cylinder med ett dussintal varv tjock koppartråd. L5 behöver rullas tillbaka, eftersom datorn använder flera spänningsnivåer - vi behöver bara en spänning, som vi kommer att reglera.

L5 är en gul ring (inte alla ringar fungerar, eftersom ferriter med olika egenskaper kan användas, vi behöver gula). Cirka 50 varv koppartråd med en diameter på 1,5 mm ska lindas runt denna ring. Motstånd R34 är ett släckningsmotstånd - det laddar ur kondensatorerna så att det vid justering inte finns någon situation att vänta länge på att spänningen ska minska när man vrider på justeringsratten.

Elementen T3 och T4, samt D15, som är mest mottagliga för uppvärmning är installerade på radiatorer. I denna design togs de också från gamla block och formaterades (klipptes och böjdes för att passa måtten på höljet och kretskortet).

Kretsen är pulsad och kan introducera sitt eget brus i hushållsnätverket, så det är nödvändigt att använda en common-mode choke L2. För att filtrera bort befintliga nätverksstörningar används filter som använder chokes L3 och L4. NTC1-termistorn kommer att förhindra en strömökning när kretsen ansluts till ett uttag.

För att styra spänning och ström, samt för att driva TL494-chippet, krävs en spänning lägre än 310 volt, så en separat strömkrets används för detta. Den är byggd på en liten transformator Tr3 BV EI 382 1189. Från sekundärlindningen likriktas och utjämnas spänningen av en kondensator - enkelt och argt. Således får vi 12 volt som krävs för styrdelen av strömförsörjningskretsen. Därefter stabiliseras 12 volt till 5 volt med hjälp av ett 7805 linjärt stabilisatorchip - denna spänning används för spännings- och strömindikeringskretsen. En spänning på -5 volt skapas också artificiellt för att driva operationsförstärkaren för spännings- och strömindikeringskretsen. I princip kan du använda vilken voltmeter och amperemeterkrets som helst för en given strömförsörjning, och om det inte finns något behov kan detta spänningsstabiliseringssteg elimineras. Som regel används mät- och indikeringskretsar, byggda på mikrokontroller, som kräver en strömförsörjning på cirka 3,3 - 5 volt. Anslutningen av amperemetern och voltmetern visas i diagrammet.

På bilden finns ett kretskort med en mikrokontroller - en amperemeter och en voltmeter, fästa på panelen med bultar som skruvas fast i muttrar säkert limmade på plasten med superlim. Denna indikator har en strömmätningsbegränsning på upp till 9,99 A, vilket uppenbarligen inte räcker för denna strömförsörjning. Bortsett från displayfunktioner är ström- och spänningsmätningsmodulen inte längre inblandad på något sätt med avseende på enhetens huvudkort. Varje ersättningsmätmodul är funktionellt lämplig.

Spännings- och strömregleringskretsen är uppbyggd på fyra operationsförstärkare (LM324 används - fyra operationsförstärkare i ett paket). För att driva denna mikrokrets är det värt att använda ett effektfilter på elementen L1 och C1, C2. Att sätta upp kretsen består av att välja element markerade med en asterisk för att ställa in kontrollområdena. Justeringskretsen är monterad på ett separat kretskort. Dessutom, för en mjukare strömreglering, kan du använda flera variabla motstånd anslutna därefter.

För att ställa in omvandlarens frekvens är det nödvändigt att välja värdet på kondensatorn C3 och värdet på motståndet R3. Diagrammet visar en liten platta med beräknade data. En för hög frekvens kan öka förlusterna på effekttransistorer vid byte, så du bör inte ryckas med i min åsikt, det är optimalt att använda en frekvens på 70-80 kHz, eller ännu mindre.

Nu om lindnings- eller återspolningsparametrarna för transformator Tr2. Jag använde också basen från gamla datornätaggregat. Om du inte behöver hög ström och hög spänning, kan du inte spola tillbaka en sådan transformator, utan använd en färdig, anslut lindningarna därefter. Men om det behövs mer ström och spänning måste transformatorn lindas om för att få ett bättre resultat. Först och främst måste vi demontera kärnan som vi har. Detta är det mest avgörande ögonblicket, eftersom ferriter är ganska ömtåliga, och du bör inte bryta dem, annars blir allt skräp. Så för att demontera kärnan måste den värmas upp, eftersom för att limma ihop halvorna använder tillverkaren vanligtvis epoxiharts, som mjuknar vid uppvärmning. Öppna eldkällor bör inte användas. Elektrisk värmeutrustning är väl lämpad i hushållsförhållanden, till exempel en elektrisk spis. Vid uppvärmning, separera försiktigt halvorna av kärnan. Efter kylning, ta bort alla originallindningar. Nu måste du beräkna det erforderliga antalet varv av transformatorns primära och sekundära lindningar. För att göra detta kan du använda programmet ExcellentIT(5000), där vi ställer in de omvandlarparametrar vi behöver och får en beräkning av antalet varv i förhållande till den använda kärnan. Därefter, efter lindning, måste transformatorkärnan limmas ihop igen, det är också lämpligt att använda höghållfast lim eller epoxiharts. När du köper en ny kärna kanske det inte finns något behov av limning, eftersom kärnhalvorna ofta kan hållas ihop med metallklammer och bultar. Lindningarna måste lindas tätt för att eliminera akustiskt brus under drift av enheten. Om så önskas kan lindningarna fyllas med någon sorts paraffin.

De tryckta kretskorten designades för Z4A-paketet. Själva höljet genomgår mindre modifieringar för att säkerställa luftcirkulation för kylning. För att göra detta, borra flera hål på sidorna och baksidan och skär ett hål ovanpå för fläkten. Fläkten blåser nedåt, överflödig luft kommer ut genom hålen. Du kan placera fläkten åt andra hållet så att den suger ut luft ur höljet. Faktum är att fläktkylning sällan behövs, och även under tung belastning blir kretselementen inte särskilt varma.

Frontpanelerna är också förberedda. Spännings- och strömindikatorer används med sju-segmentsindikatorer, och en metalliserad antistatisk film används som ljusfilter för dessa indikatorer, liknande den där radioelement märkta med känslighet för elektrostatik är förpackade. Du kan också använda genomskinlig film som limmas på fönsterglas, eller toningsfilm för bilar. Uppsättningen av element på fram- och bakpanelerna kan ordnas för att passa din smak. I mitt fall finns det på baksidan en kontakt för anslutning till ett uttag, ett säkringsfack och en strömbrytare. På framsidan finns ström- och spänningsindikatorer, lysdioder som indikerar strömstabilisering (röd) och spänningsstabilisering (grön), variabla motståndsrattar för justering av ström och spänning samt en snabbkoppling till vilken utspänningen är ansluten.

Om den är korrekt monterad behöver strömförsörjningen endast justera kontrollområdena.

Strömskyddet (strömstabilisering) fungerar enligt följande: när den inställda strömmen överskrids skickas en spänningsreduktionssignal till TL494-chippet - ju lägre spänning, desto lägre ström. Samtidigt tänds en röd lysdiod på frontpanelen, vilket signalerar att den inställda strömmen har överskridits eller en kortslutning. I normalt spänningsregleringsläge lyser den gröna lysdioden.

Huvudegenskaperna hos en switchande laboratorieströmförsörjning beror huvudsakligen på den använda elementbas, i denna version är egenskaperna följande:

• Ingångsspänning – 220 volt växelström
• Utspänning – 0 till 30 volt DC
• Utströmmen är mer än 15A (faktiskt testat värde)
• Spänningsregleringsläge
• Aktuellt stabiliseringsläge (kortslutningsskydd)
• Indikering av båda lägena med lysdioder
• Små dimensioner och vikt med hög effekt
• Ström- och spänningsgränsjustering

För att sammanfatta kan det noteras att laboratorieströmförsörjningen visade sig vara ganska högkvalitativ och kraftfull. Detta gör att du kan använda detta alternativ strömförsörjning både för att testa några av dess kretsar och även före laddning bilbatterier. Det är också värt att notera att kapacitanserna vid utgången är ganska stora, så det är bättre att inte tillåta kortslutningar, eftersom urladdningen av kondensatorer sannolikt kan skada kretsen (den som vi är anslutna till), men utan detta kapacitans kommer utspänningen att bli sämre - det kommer att öka pulsationerna. Detta är en egenskap hos pulsenheten i analoga strömförsörjningar, utgångskapacitansen överstiger som regel inte 10 µF på grund av dess kretsdesign. Således får vi en universell laboratorieväxlingsströmförsörjning som kan fungera i ett brett spektrum av belastningar från nästan noll till tiotals ampere och volt. Strömförsörjningen har visat sig vara utmärkt både vid strömförsörjning av små kretsar under testning (men här hjälper kortslutningsskydd lite på grund av den stora utgångskapacitansen) med en förbrukning på milliampere, och när den används i situationer där en stor uteffekt är behövs under min magra erfarenhet inom elektronikområdet.

Jag gjorde denna laboratorieströmförsörjning för cirka 4 år sedan, när jag precis började ta mina första steg inom elektronik. Hittills inte ett enda haveri, med tanke på att det ofta fungerade långt över 10 ampere (laddning av bilbatterier). Under beskrivningen, på grund av den långa produktionstiden, kan jag ha missat något, lägg gärna till frågor och kommentarer i kommentarerna.

Transformatorberäkningsprogram:

Jag fäster kretskort på artikeln (voltmeter och amperemeter ingår inte här - absolut alla kan användas).

Lista över radioelement

Beteckning	Typ	Valör	Kvantitet	Notera	affär	Mitt anteckningsblock
IC1	PWM-kontroller	TL494	1			Till anteckningsblock
IC2	Operationsförstärkare	LM324	1			Till anteckningsblock
VR1	Linjär regulator	L7805AB	1			Till anteckningsblock
VR2	Linjär regulator	LM7905	1			Till anteckningsblock
T1, T2	Bipolär transistor	C945	2			Till anteckningsblock
T3, T4	Bipolär transistor	MJE13009	2			Till anteckningsblock
VDS2	Diodbro	MB105	1			Till anteckningsblock
VDS1	Diodbro	GBU1506	1			Till anteckningsblock
D3-D5, D8, D9	Likriktardiod	1N4148	5			Till anteckningsblock
D6, D7	Likriktardiod	FR107	2			Till anteckningsblock
D10, D11	Likriktardiod	FR207	2			Till anteckningsblock
D12, D13	Likriktardiod	FR104	2			Till anteckningsblock
D15	Schottky diod	F20C20	1			Till anteckningsblock
L1	Strypa	100 µH	1			Till anteckningsblock
L2	Common mode choke	29 mH	1			Till anteckningsblock
L3, L4	Strypa	10 uH	2			Till anteckningsblock
L5	Strypa	100 µH	1	på en gul ring		Till anteckningsblock
L6	Strypa	8 µH	1			Till anteckningsblock
Tr1	Pulstransformator	EE16	1			Till anteckningsblock
Tr2	Pulstransformator	EE28 - EE33	1	ER35		Till anteckningsblock
Tr3	Transformator	BV EI 382 1189	1			Till anteckningsblock
F1	Säkring	5 A	1			Till anteckningsblock
NTC1	Termistor	5,1 Ohm	1			Till anteckningsblock
VDR1	Varistor	250 V	1			Till anteckningsblock
R1, R9, R12, R14	Motstånd	2,2 kOhm	4			Till anteckningsblock
R2, R4, R5, R15, R16, R21	Motstånd	4,7 kOhm	6			Till anteckningsblock
R3	Motstånd	5,6 kOhm	1	välj baserat på önskad frekvens		Till anteckningsblock
R6, R7	Motstånd	510 kOhm	2			Till anteckningsblock
R8	Motstånd	1 MOhm	1			Till anteckningsblock
R13	Motstånd	1,5 kOhm	1			Till anteckningsblock
R17, R24	Motstånd	22 kOhm	2			Till anteckningsblock
R18	Motstånd	1 kOhm	1			Till anteckningsblock
19 kr, 20 kr	Motstånd	22 Ohm	2			Till anteckningsblock
R22, R23	Motstånd	1,8 kOhm	2			Till anteckningsblock
R27, R28	Motstånd	2,2 Ohm	2			Till anteckningsblock
29 kr, 30 kr	Motstånd	470 kOhm	2	1-2 W		Till anteckningsblock
R31	Motstånd	100 Ohm	1	1-2 W		Till anteckningsblock
R32, R33	Motstånd	15 ohm	2			Till anteckningsblock
R34	Motstånd	1 kOhm	1	1-2 W		Till anteckningsblock
R10, R11	Variabelt motstånd	10 kOhm	2	du kan använda 3 eller 4		Till anteckningsblock
R25, R26	Motstånd	0,1 Ohm	2	shuntar, beror strömmen på strömförsörjningens uteffekt		Till anteckningsblock
C1, C8, C27, C28, C30, C31	Kondensator	0,1 µF	7			Till anteckningsblock
C2, C9, C22, C25, C26, C34, C35	Elektrolytkondensator	47 µF	7			Till anteckningsblock
C3	Kondensator	1 nF	1	filma

Det här projektet är ett av de längsta jag har gjort. En person beställde en strömförsörjning till en effektförstärkare.
Tidigare hade jag aldrig haft möjlighet att göra så kraftfulla pulsgeneratorer av stabiliserad typ, även om jag har erfarenhet av att montera IIP ganska stor. Det var många problem under monteringen. Inledningsvis vill jag säga att schemat ofta finns på Internet, eller mer exakt, på webbplatsen, ett intervall, men.... schemat är initialt inte idealiskt, har fel och kommer troligen inte att fungera om du monterar det exakt enligt schemat från webbplatsen.

I synnerhet ändrade jag generatoranslutningsdiagrammet och tog diagrammet från databladet. Jag gjorde om strömförsörjningsenheten till styrkretsen, istället för parallellkopplade 2-watts motstånd använde jag en separat 15 Volt 2 Ampere SMPS, vilket gjorde det möjligt att bli av med mycket krångel.
Jag bytte ut några komponenter för att passa min bekvämlighet och startade allt i delar, konfigurerade varje nod separat.
Några ord om utformningen av strömförsörjningen. Detta är ett kraftfullt switchande nätverksnätverk baserat på en bryggtopologi, har utspänningsstabilisering, kortslutnings- och överbelastningsskydd, alla dessa funktioner är justerbara.
Effekten i mitt fall är 2000 watt, men kretsen kan enkelt ta bort upp till 4000 watt om du byter ut nycklarna, bryggan och fyller den med 4000 uF elektrolyter. När det gäller elektrolyter väljs kapaciteten baserat på beräkningen av 1 watt - 1 µF.
Diodbrygga - 30 Ampere 1000 Volt - färdig montering, har eget separat luftflöde (kylare)
Nätsäkring 25-30 Ampere.
Transistorer - IRFP460, försök att välja transistorer med en spänning på 450-700 volt, med den lägsta grindkapacitansen och den lägsta resistansen för omkopplarens öppna kanal. I mitt fall var dessa nycklar det enda alternativet, även om de i en bryggkrets kan ge den givna kraften. De är installerade på en gemensam kylfläns, de måste isoleras från varandra.
Mjukstartsrelä - 30 Amp med 12 Volts spole. Inledningsvis, när enheten är ansluten till ett 220 volts nätverk, är startströmmen så hög att den kan bränna bryggan och mycket mer, så ett mjukstartläge är nödvändigt för strömförsörjning av denna rang. Vid anslutning till nätverket via ett begränsande motstånd (en kedja av seriekopplade motstånd 3x22Ohm 5 Watt i mitt fall) laddas elektrolyterna. När spänningen på dem är tillräckligt hög aktiveras styrkretsens strömförsörjning (15 Volt 2 Ampere), vilket stänger reläet och genom det senare matas huvudströmmen (ström) till kretsen.
Transformator - i mitt fall, på 4 ringar 45x28x8 2000NM, är kärnan inte kritisk och allt som är kopplat till den måste beräknas med hjälp av specialiserade program, samma sak med utgående chokes av gruppstabilisering.

Min enhet har 3 lindningar, alla ger bipolär spänning. Den första (huvud-, effekt)lindningen är +/-45 volt med en ström på 20 ampere - för att driva huvudutgångsstegen (strömförstärkare) hos UMZCH, den andra +/-55 volt 1,5 ampere - för att driva diff-steg för förstärkaren, den tredje +/- 15 för att driva filterenheten.

Generatorn är byggd på TL494, inställd på 80 kHz, bortom drivrutinen IR2110 att hantera nycklar.
Strömtransformatorn är lindad på en 2000NM 20x12x6 ring - sekundärlindningen är lindad med 0,3 mm MGTF-tråd och består av 2x45 varv.
I utgångsdelen är allt standard en brygga av KD2997-dioder används som en likriktare för huvudströmlindningen - med en ström på 30 ampere. Bryggan för 55-voltslindningen är UF5408-dioder, och för lågeffektslindningen på 15 volt - UF4007. Använd endast snabba eller ultrasnabba dioder, även om du kan använda vanliga pulsdioder med en omvänd spänning på minst 150-200 volt (diodernas spänning och ström beror på lindningsparametrarna).
Kondensatorerna efter likriktaren kostar 100 Volt (med marginal), kapaciteten är 1000 μF, men självklart blir det mer på själva förstärkarkortet.

Felsökning av den initiala kretsen.
Jag kommer inte att ge mitt diagram, eftersom det inte skiljer sig mycket från det som anges. Jag ska bara säga att i krets 15 hakar vi loss TL-stiftet från 16 och löder det till stift 13/14. Därefter tar vi bort motstånd R16/19/20/22 2 watt och driver styrenheten med en separat strömförsörjning på 16-18 Volt 1-2 ampere.
Vi byter ut motstånd R29 med 6,8-10 kOhm. Vi utesluter SA3/SA4-knapparna från kretsen (under inga omständigheter kortslut dem! Det kommer att bli en boom!). Vi byter ut R8/R9 - de kommer att brinna ut första gången de ansluts, så vi ersätter dem med ett 5-watts 47-68 Ohm motstånd du kan använda flera seriekopplade motstånd med den specificerade effekten.
R42 - ersätt den med en zenerdiod med den erforderliga stabiliseringsspänningen. Jag rekommenderar starkt att du använder alla variabla motstånd i kretsen av multiturn-typen för de mest exakta inställningarna.
Minimigränsen för spänningsstabilisering är 18-25 volt, då kommer genereringen att misslyckas.