Inte bara frekvens (FDC) och tid (FDC) kan användas för att separera signaler, utan också vågformen. Separation av kanaler efter form har ännu inte hittat en så utbredd användning som frekvens och tid. Dess nuvarande applikation och framtidsutsikter är mest relaterade till multipelåtkomst i mobila och satellitsystem. Inom mobilkommunikation betraktas koddelning som en av huvudtyperna av flera åtkomst när det gäller implementering av konceptet för utveckling av IMT-2000 mobilkommunikationssystem.
Tekniken för kanalseparation med form förutsätter möjligheten att samtidigt använda en grupp olika radioanläggningar (mobila terminaler, enskilda radiostationer, satellitjordstationer, etc.) samtidigt i ett gemensamt frekvensband. Radiosignaler bildar en total (grupp) signal 
, som kommer till användarnas mottagande enheter. Signalernas ömsesidiga ortogonalitet tillhandahåller korrelationsmottagaren för att extrahera den önskade signalen från.
Kommunikationssystem med asynkron adress
I vissa fall är det svårt att uppnå exakt synkronisering. Man måste ta itu med detta, till exempel när man organiserar operativ kommunikation mellan mobila objekt (bilar, flygplan) eller när man organiserar operativ kommunikation med hjälp av artificiella jordsatelliter som repeterare. I dessa fall kan asynkrona flerkanaliga kommunikationssystem användas, när alla abonnenters signaler sänds i ett gemensamt frekvensband och kanalerna inte är synkroniserade med varandra i tid. I system med fri åtkomst tilldelas varje kanal (prenumerant) en viss vågform, vilket är en särskiljande egenskap, "adressen" för denna abonnent, därav namnet Asynchronous Address Communication Systems (AACC).
Abonnentens adress kan kodas i form av pseudoslumpmässiga (brusliknande) signaler eller i form av en sekvens av flera radiopulser med samma eller olika frekvensfyllning. Om radiopulserna har olika frekvensfyllningar, sägs adressen vara kodad i form av en tids-frekvensmatris (PCM). Adresserna skiljer sig både i tidsintervallen mellan radiopulser och i frekvenserna för deras fyllning.
Betrakta principen för driften av AACC baserat på ett generaliserat strukturdiagram (Fig. 8.15).
Överförda meddelanden som tas emot från källor är pulsmodulerade. Vissa system använder PPM, medan andra använder någon form av deltamodulering. Sedan omvandlas varje puls som härrör från den primära pulsmoduleringen till en adressekvens av pulser separerade med pauser.
Bildningen av adressföljder utförs med användning av en fördröjningslinje (LZ), som har kranar, såsom visas i fig. 8.15.
För att bilda adressen används endast kranar från och en annan kombination av kranar används för den andra adressen. Dessa pulser skiljer sig i frekvensen av deras fyllning (det finns bara sådana frekvenser i komprimeringssystemet) och kan uppta olika positioner i tiden. Till exempel, i fig. 8.16 presenterar en variant av att konstruera sådana adressföljder för ett system med och.
Sålunda delas den puls som erhålls som ett resultat av den primära pulsmoduleringen av meddelandet i pulser i fördröjningslinjen. Var och en av dessa pulser kan uppta en av positionerna i tid och överförs med sin egen frekvens.
Genom att variera positionerna för pulserna i tid relativt den första pulsen, liksom pulsfyllningsfrekvensen, är det möjligt att erhålla ett stort antal adresskodkombinationer (stora multiplar av multiplexering).
Varje enskild mottagare är en icke-linjär enhet som innehåller fördröjningslinjer och en sammanträffande krets (CC), och svarar endast på en specifik sekvens av radiopulser (bild 8.17). Mottagaren har bandpassfilter inställda på lämpliga frekvenser. Utmatningspulserna för varje filter detekteras och matas till fördröjningslinjerna, utformade i enlighet med adressen som tilldelats denna mottagare så att alla pulser vid utgångarna sammanfaller i tid. På en icke-linjär koincidenskrets (CC) uppträder en puls endast under förutsättning att de fördröjda ingångspulserna i alla grenar sammanfaller. Om, från utgångarna från fördröjningslinjerna, åtminstone en av pulserna anländer till slumpkretsens ingång samtidigt som de andra, kommer signalen vid SS -utgången inte att visas. På grund av detta reagerar mottagaren endast på den tilldelade adresskodkombinationen.
Den beskrivna processen för att dela meddelanden (dvs tilldela endast den adresskodkombination som tilldelats mottagaren) illustreras i fig. 8.17. Mottagarens ingång mottar en gruppsignal som i synnerhet innehåller två meddelanden (skuggade och oskuggade radiopulser). Den mottagande enheten svarar endast på den tilldelade adress-tid-frekvens-kombinationen som visas med skuggade pulser, d.v.s. framhäver meddelandet. Pulserna från utgången av koincidenskretsen omvandlas till ett mottaget meddelande i en pulsdemodulator (ID) i enlighet med den applicerade pulsmoduleringen.
För att upprätta kommunikation med en viss abonnent är det tillräckligt att välja motsvarande positioner för den individuella fördröjningslinjen på sändaren enligt adresskodkombinationen. Inga frekvensjusteringar krävs i dessa system, vilket kraftigt minskar kostnaden för utrustningen och säkerställer dess tillförlitlighet.
Fasavskiljning av signaler
Fasavskiljning av signaler är konstruerad med hjälp av fasskillnader i signaler.
Släpp in informationen N kanaler sänds genom att ändra amplituden för kontinuerliga cosinussignaler med samma bärfrekvens u 0. Det krävs att separera dessa signaler med endast skillnaden i deras inledande faser.
Signalerna är lika:
……………………………….
Som analysen visar är signaldiskriminering möjlig om systemet endast innehåller två kanaler genom vilka cosinus- och sinuskomponenterna överförs:
och extraktionen av primära signaler utförs med användning av synkron detektering.
Separering av signaler efter form
Förutom signaler med icke-överlappande spektra och signaler som inte överlappar i tid, finns det en klass av signaler som kan sändas samtidigt och har överlappande frekvensspektra.
Separation av dessa signaler brukar kallas uppdelning efter form.
Sådana signaler inkluderar Walsh, Rademacher-sekvenser och olika brusliknande sekvenser.
Walsh- och Rademacher-sekvenserna är konstruerade på basis av kodalfabetet 1, -1, och alla par av dessa sekvenser uppfyller villkoret
E i , i = j,
0, jag? j,
var är signaler i-th och j- de kanalerna i tidsdelningssystemet, T- tidsintervallet i vilket kanalsignalerna finns, och T = var F V- den övre gränsfrekvensen för det överförda meddelandespektrumet.
Användningen av Walsh- och Rademacher -koder är associerad med överföring av speciella klocksignaler över kanalen för att upprätthålla vissa tidsrelationer mellan de mottagna och referenskodorden.
Vid användning bullerliknande sekvenser det finns inget behov av överföring av speciella synkroniseringssignaler, eftersom denna roll kan spelas av sekvensbärare av information.
Bullerliknande signaler måste uppfylla följande villkor:
E, f = 0,
0, -f och > f> -T,
T> f> f och , (9.5)
0, jag? j, (9.6)
för - varaktigheten av den brusliknande signalen; E- signalenergi; f och- varaktigheten av ett enhetsintervall för en brusliknande signal.
När villkoren (9.5) är uppfyllda fungerar synkroniseringssystemet utan överföring av en speciell synkroniseringssignal, eftersom autokorrelationsfunktionen för någon kanalsignal har en uttalad topp vid φ = 0 och nollvärden vid ett skift. Är lika med noll för valfri par av signaler.
Tyvärr är punktprodukter (9.5) för och (9.6) för verkliga signaler inte lika med noll. Detta leder till en minskning av tillförlitligheten av signalseparationen.
Blockschemat för ett flerkanaligt kommunikationssystem med signalseparation efter form visas i fig. 9.2.
Fig.9.2 Blockdiagram över ett flerkanaligt kommunikationssystem med separering av signaler genom form: 1-klockpulsgenerator; 2- generator av brusliknande signal; 3-ADC; 4- multiplikator ;; 5.6 - modulatorer; 7 - huggorm; 8 - sändare; 9 - kommunikationslinje; 10 - mottagare; 11 - matchat filter; 12 - en lösare; 13 - DAC; 14,15 - demodulatorer
Den överförande delen av systemet innehåller N identiska modulatorer, kombinerare och sändare. I modulatorer används brusliknande signaler som bäraroscillationer, och binära kodsekvenser som fasas med dessa signaler från ADC-utgången används som modulerande. Perioden av brusliknande signaler väljs lika med varaktigheten för ett enda element i kodordet från ADC-utgången. I moduleringsprocessen, symbolen "1" för det binära kodordet (diagram a i figur 9.3) motsvarar hela perioden för den brusliknande signalen (diagram b) och symbolen "0" - frånvaron av denna signal. Om F c är den övre gränsfrekvensen för den primära signalens spektrum, och Lär antalet kvantiseringsnivåer, sedan bredden på signalspektret vid multiplikatorns utgång (se diagrammet i figur 9.2)
Var är längden (perioden) för den brusliknande sekvensen.
Såsom framgår av formel (9.7) är bredden på spektrumet för varje kanalsignal gånger större än bredden på spektrumet för PCM -signalen.
Figur 9.3. Tidsdiagram som förklarar funktionen hos kretsen som visas i figur 9.2
Observera att varje kanalsignal har sin egen form, och de tidsmässiga processer som förekommer i kanalerna kan vara oberoende. Gruppsignalen vid adderarens utgång, lika med summan av kanalsignalerna, är en slumpmässig process, vars medelvärde och varians beror på belastningen av enskilda kanaler.
Den mottagande delen av systemet innehåller en mottagare och N identiska kanalmottagare (demodulatorer). Strukturen för varje demodulator inkluderar ett sorterat filter, en lösare och en DAC.
Var och en av de matchade filtren svarar bara på den signal som den matchas med. Till exempel svarar det matchade filtret 11 på den första kanalen på signalen som bildas i den första modulatorn (fig 9.3, b). Filterresponsen visas i figur 9.3, v... Signaler från andra kanaler och deras svar visas för enkelhetens skull inte i figur 9.3. I lösaren, svaret från det matchade filtret 11, jämförs radionsignalens kuvert med en förutbestämd tröskelnivå U eftersom. Om tröskeln överskrids, bildas en uppskattning av den överförda symbolen, lika med 1, och om skärningspunkten inte inträffar, bildas en uppskattning lika med nollsymbolen. Kodord från utsignalen från beslutsanordningen 12 är matas till DAC 13 och konverteras till ett meddelande a 1 * (t).
Signaldemodulering sker i närvaro av störningar, som består av två komponenter. Den första är känd från den föregående
kapitel med summan av interna och externa fluktuationsstörningar, och den andra - specifik för system med brusliknande störningssignaler. Denna störning är summan av brusliknande signaler från andra kanaler och kallas strukturell eller ömsesidig störning. Strukturella störningar beror på att systemen för de faktiska signalerna som används är "nästan" ortogonala, d.v.s. villkor (9.6) är inte uppfyllt för dem. Dess nivå bestäms av värdena för korskorrelationsfunktionerna mellan referenskanalens brusliknande signal och de nuvarande brusliknande signalerna från andra kanaler. För att säkerställa den specificerade kvaliteten på den överförda informationen bör åtgärder vidtas för att minska nivån på denna strukturella störning. De övervägda principerna för att separera signaler genom form och konstruera ett flerkanaligt kommunikationssystem används i flerkanaligt asynkrona adresskommunikationssystem (AACC)... I AACC (figur 9.4) tilldelas varje abonnent en av de "nästan ortogonala" brusliknande signalerna, vilket är kanaladressen.
Figur 9.4. Blockschema för ett flerkanaligt asynkront adresskommunikationssystem: 1,4,7,10 - abonnenter 1, i, k, N; 2,5,8,11-sändtagare; 3,6,9,12 - adresssignalgeneratorer; 13 - kommunikationslinje
Anta till exempel att prenumerant 1 behöver kontakta prenumerant " k". För detta ändamål slås abonnentens nummer " k"Och därmed formen av en brusliknande signal med siffran" k". Om antalet prenumeranter är lika är antalet uppringda formulär också lika
Bullerliknande signal med siffran " k»Sänds till kommunikationslinjen och agerar därmed på ingångarna från alla andra abonnenters mottagare. Till en brusliknande signal " k"Endast abonnentens mottagande utrustning är konfigurerad" k"Därför upprättas kommunikation mellan abonnenter 1 och" k". Mottagare av andra abonnenter svarar inte på denna brusliknande signal. Svarsinformation från prenumeranten " k»Sänds med det brusliknande signalnumret 1. En viktig egenskap hos AACC är frånvaron av en central växel. Alla abonnenter har direkt åtkomst till varandra, och om en radiolänk används, utförs inte frekvensomstruktureringen av mottagarna för kommunikation.
Sammanfattningsvis noterar vi att det i den tekniska litteraturen finns en beskrivning av ААСС, där från 1000 till 1500 kanaler med 50 ... 100 aktiva abonnenter används.
Kort beskrivning av CDMA
Ett exempel på implementering av kommunikationsteknologi med brusliknande signaler är CDMA-systemet (Code Division Multiple Access).
En anmärkningsvärd egenskap hos digital kommunikation med brusliknande signaler är skyddet av kommunikationskanalen från avlyssning, störningar och avlyssning. Därför utvecklades och användes denna teknik ursprungligen för den amerikanska militären och överfördes först då för kommersiellt bruk.
Qualcoms CDMA-system (IS-95-standard) är utformat för att fungera i 800 MHz-bandet. CDMA -systemet är baserat på metoden för direkt spridning av frekvensspektrumet baserat på användningen av 64 typer av sekvenser bildade enligt lagen för Walsh -funktioner.
Varje logisk kanal tilldelas sin egen Walsh -kod. Totalt kan det finnas 64 logiska kanaler i en fysisk kanal, eftersom Walsh -sekvenserna, som tilldelas logiska kanaler, är 64, som var och en har en längd av 64 bitar. I detta fall är 9 kanaler tjänst, och de återstående 55 kanalerna används för dataöverföring.
När tecknet på datameddelandebiten ändras, ändras fasen för den använda Walsh -sekvensen med 180 grader. Eftersom dessa sekvenser är ömsesidigt ortogonala, finns det ingen ömsesidig störning mellan överföringskanaler för en basstation. Interferens på basstationens överföringskanaler skapas endast av angränsande basstationer som arbetar i samma frekvensband och använder samma bandbredd, men med ett annat cykliskt skift.
CDMA-standarden använder fasmodulering PM 4, OFM 4.
I telemekaniksystem för överföring av många signaler över en kommunikationslinje, visas användningen av konventionell kodning vara otillräcklig. Antingen krävs ytterligare signalseparation eller speciell kodning som inkluderar signalseparationselement. Separering av signaler - säkerställer oberoende överföring och mottagning av många signaler på samma kommunikationslinje eller i samma frekvensband, där signalerna behåller sina egenskaper och inte förvränger varandra.
Följande metoder används för närvarande:
1. Tidsdelning, där signaler sänds sekventiellt i tid, växelvis med samma frekvensband;
2. Kod-adressuppdelning, utförd på basis av tidsuppdelning (mindre ofta frekvens) av signaler med sändning av en adresskod;
3. Frekvensdelning, där var och en av signalerna tilldelas sin egen frekvens och signalerna överförs sekventiellt eller parallellt i tid;
4. Delning av frekvens-tid, vilket gör det möjligt att dra fördel av både frekvens och tidsdelning av signaler;
5. Fasavskiljning, där signalerna skiljer sig från varandra i fas.
Tidsindelning (VR). En linje tillhandahålls till var och en av n-signalerna i tur och ordning: först under en tidsperiod t 1, signal 1 sänds, för t 2 - signal 2 osv. Dessutom upptar varje signal sitt eget tidsintervall. Den tid som tilldelats för överföring av alla signaler kallas en cykel. Signalbandbredden bestäms av den kortaste pulsen i mönstret. Skyddsluckor behövs mellan dataplatserna för att undvika kanalstörningar på kanalen, d.v.s. genomgående distorsion.
För implementering av tillfällig separation används distributörer, varav en är installerad vid kontrollpunkten, och den andra vid verkställande punkten.
Kod - adressdelning av signaler (KAP). Tidskod-adressdelning av signaler (VKAR) används, i detta fall sänds först en synkroniseringspuls eller en kodkombination (synkrokombination) för att säkerställa en samordnad drift av ventilerna vid kontrollpunkten och den kontrollerade punkten. Därefter skickas en kodkombination som kallas adresskoden. De första tecknen i adresskoden är avsedda att välja det kontrollerade objektet och objektet, de senare utgör funktionsadressen, vilket anger vilken TM - operation (funktion) som ska utföras (TC, TI, etc.). Detta följs av kodkombinationen av själva operationen, d.v.s. kommandoinformation sänds eller meddelandeinformation tas emot.
Frekvensuppdelning av signaler. För var och en av n - signalerna utmatas ett eget band i frekvensområdet. Vid mottagningspunkten (CP) väljs var och en av de skickade signalerna först av ett bandpassfilter, matas sedan till demodulatorn och sedan till exekutiva reläer. Signaler kan överföras sekventiellt eller samtidigt, d.v.s. parallell.
Fasavskiljning av signaler. Flera signaler överförs med en frekvens i form av radiopulser med olika inledningsfaser. För detta används relativ eller fasdifferensnyckling.
Tidsfrekvensdelning av signaler. Skuggade rutor med siffror är signaler som överförs i ett specifikt frekvensband och i ett bestämt tidsintervall. Det finns skyddstidsintervall och frekvensband mellan signalerna. I detta fall ökar antalet genererade signaler avsevärt. 
24. De viktigaste typerna av störningar i kanalerna och banorna för trådbunden MRP (flerkanalsöverföringssystem) med FDC (frekvensdelning av kanaler).
Med störningar menar vi alla slumpmässiga effekter på signalen i kommunikationskanalen, vilket förhindrar korrekt mottagning av signaler. I det här fallet bör effektens slumpmässiga karaktär betonas, eftersom kampen mot regelbunden störning inte är svår (åtminstone teoretiskt). Till exempel kan AC -brum eller störningar från en specifik radiostation elimineras genom kompensation eller filtrering. I kommunikationskanaler verkar både additiv interferens, dvs slumpmässiga processer överlagrade på de överförda signalerna, och multiplikativ störning, uttryckt i slumpmässiga förändringar i kanalkarakteristika.
Utsignalen från den kontinuerliga kanalen utsätts alltid för Gaussisk störning. Denna störning inkluderar i synnerhet termiskt brus. Dessa hinder är irreparable. Kontinuerlig kanalmodell, inklusive signalkompositionlagen s (t), ett nätverk med fyra portar med ett impulssvar g (t,) och en källa till additivt gaussiskt brus (t).
En mer komplett modell bör ta hänsyn till andra typer av additiv (additiv - total) störning, olinjära signalförvrängningar och multiplikativ störning.
Låt oss gå vidare till en kort beskrivning av ovanstående störningar.
Spektrumcentrerad eller harmonisk interferens är en smalbandsmodulerad signal. Orsakerna till förekomsten av sådana störningar är en minskning av överhörningsdämpningen mellan kabelkretsar, påverkan av radiostationer etc.
Pulsljud är ett tidscentrerat brus. De representerar en slumpmässig sekvens av pulser med slumpmässiga amplituder och som följer varandra med slumpmässiga intervall, och de transienter som orsakas av dem överlappar inte i tid. Orsakerna till uppkomsten av dessa störningar: växlingsljud, upptagningar från högspänningsledningar, blixturladdningar etc. Normalisering av impulsbrus i PM-kanalen utförs genom att begränsa tiden de överskrider de angivna analyströskelvärdena.
Fluktuationer (slumpmässiga) störningar kännetecknas av ett brett spektrum och maximal entropi, och därför den svåraste att hantera. I trådbundna kommunikationskanaler är fluktuationsbrusnivån dock ganska liten och vid en låg specifik dataöverföringshastighet påverkar de praktiskt taget inte felfrekvensen.
Multiplikativ (multiplikation med signal) störning orsakas av slumpmässiga förändringar i kommunikationskanalens parametrar. I synnerhet manifesterar denna interferens sig i en förändring av signalnivån vid demodulatorns utgång. Skilj mellan smidiga och abrupta nivåförändringar. Jämna förändringar inträffar under en tid som är mycket längre än 0 - varaktigheten av ett enda element; krampaktig - i tiden mindre än 0. Orsaken till de smidiga förändringarna i nivån kan vara fluktuationer i dämpningen av kommunikationslinjen, till exempel orsakade av en förändring av väderläget och i radiokanaler - blekning. Orsaken till plötsliga nivåförändringar kan vara dåliga kontakter i utrustningen, ofullkomlig drift av kommunikationsutrustning, mätteknik etc.
En minskning av nivån mer än 17,4 dB under den nominella nivån kallas en paus. Under en paus sjunker nivån under mottagarens känslighetströskel och signalmottagningen stannar faktiskt. Avbrott med en varaktighet på mindre än 300 ms kallas vanligtvis för kort sikt, mer än 300 ms-för lång sikt.
Pulsbrus och avbrott är huvudorsaken till fel vid överföring av diskreta meddelanden över trådbundna kommunikationskanaler.
Additiv störning innehåller tre komponenter: frekvenscentrerad (harmonisk), tidscentrerad (impulsiv) och fluktuationer. Frekvenscentrerad störning har ett spektrum mycket smalare än kanalbandbredden. Pulsbrus är en sekvens av kortsiktiga pulser separerade med intervall som överskrider den övergående tiden i kanalen. Fluktuerande brus kan representeras som en sekvens av att kontinuerligt följa efter varandra pulser med ett brett spektrum som går utöver kanalbandbredden. Pulsbrus kan betraktas som ett extremt fluktuationsfall, när dess energi är koncentrerad på separata punkter på tidsaxeln och harmoniskt brus - som ett annat extrema fall, när all energi är koncentrerad på separata punkter på frekvensaxeln.
Egenskaperna för additiv störning i PM -kanaler är psofometrisk bruseffekt och obearbetad ljudnivå. Det första värdet mäts av en enhet med en fyrkantig detektor och en speciell krets som tar hänsyn till det mänskliga örat, mikrofonens och telefonens känslighet för spänningar av olika frekvenser. Medelvärdet för psofometrisk effekt är 2 * 10-15 W / m. Oviktat brus mäts med en kvadratisk detektor med en integrationstid på 200 ms. Detta värde vid en punkt med en relativ nollnivå bör inte överstiga -49 dB i en sektion av returen. De angivna egenskaperna inkluderar inte impulsljud, som mäts separat och med specialinstrument. Multiplikativ interferens i kommunikationskanaler uttrycks huvudsakligen i en förändring i den kvarvarande dämpningen, vilket leder till förändringar i signalnivån. Signalnivåförändringar i verkliga kommunikationskanaler är mycket olika till sin natur. Så, till exempel, finns det smidiga och abrupta förändringar i signalnivån (ibland kallas de förändringar i restdämpningen), kortsiktig underskattning av nivån, kortvariga och långa avbrott.
Smidiga nivåförändringar är de i vilka avvikelsen av nivån från dess nominella värde till det maximala (minimum) sker under en tid som är oändligt längre än varaktigheten för enhetens element i den överförda signalen t0. De abrupta förändringarna i nivån inkluderar de där förändringen av nivån från pH0M -värdet till pMAX sker i en tid som står i proportion till tiden för enhetsintervallet 0.
Studier har visat att nivåavvikelser från det nominella värdet över en lång tid sker både uppåt och nedåt, medan båda förändringsriktningarna har ungefär lika stor sannolikhet. Förändringar av detta slag kan kallas långsamma förändringar i kvarvarande dämpning. Tillsammans med dem sker snabba, relativt kortsiktiga förändringar i den kvarvarande dämpningen, vilket främst leder till en minskning av mottagningsnivån. Betydande underskattning av signalnivån leder till snedvridningar av de mottagna signalerna och som en följd av detta fel. Att underskatta signalnivån minskar dess brusimmunitet, vilket också orsakar en ökning av antalet fel. Och slutligen, i synkrona system, leder en minskning av signalnivån till en kränkning av synkroniseringen och en viss tid för att gå in i synkroniseringsläget när den normala nivån återställs. Därför finns det i moderna PDI -system särskilda enheter som blockerar mottagaren och dess synkroniseringssystem när signalnivån sjunker under ett förutbestämt värde - P. Av denna anledning är en underskattning av nivån med ett belopp större än eller lika med P kallas en paus. Vid överföring av data enligt EASC -rekommendationerna anses en paus P = 17,4 dB. Avbrott är indelade i kortsiktiga och långsiktiga.
För växlade PM -kanaler finns följande norm: t KR.PER ZOO ms. Denna tid väljs bland kretslösningarna som används i telefonväxlingsutrustningen, som vid avbrott på mer än 300 ms säkerställer att den tidigare etablerade anslutningen kopplas från, det vill säga leder till ett kommunikationsfel. Detta värde rekommenderas av ITU som ett felkriterium för överföring över växlade PM -kanaler. Den rekommenderade andelen korttidsuppehåll i ett återmottagande avsnitt bör inte överstiga 1,5 * 10-5 för 90% av timintervallen.
Jämna nivåförändringar kännetecknas i viss mån av värdet av stabiliteten hos den kvarvarande dämpningen. Enligt ITU: s rekommendationer bör den återstående dämpningen för en tvåtrådig PM-kanal vara 7,0, för en fyrtrådskanal-17,4 dB, och dess instabilitet i tid vid en mottagningssektion bör inte överstiga 1,75 dB.
I kommunikationskanalerna finns det också ett slags multiplikativ störning som är associerad med instabiliteten hos generatorerna för överföringsutrustningens underbärare. Som ett resultat blir det svårt att välja en koherent svängning under FM -mottagning eller förvrängning av FM -signalen. Enligt befintliga standarder är skillnaden mellan delbärare i avsnittet om mottagning begränsad till 1 Hz. Dessutom, tillsammans med abrupta förändringar i signalnivån i kommunikationskanalerna, finns det fashopp, men de senare har ännu inte normaliserats.
25. Principer för att bygga SP (överföringssystem) med time division multiplexing (TDM). Huvudstegen för att konvertera analoga signaler till digitala (tidssampling, nivåkvantisering, kodning).
I transmissionssystem med VDC används digitala signaler som är en eller annan pulskodsekvens, d.v.s. det är ett system för överföring av digital data. Minns att för att konvertera en analog signal till digital, används operationerna DISKRETERING, KVANTISERING, KODNING. Diskretisering baseras på Kotelnikovs sats. För PM -signaler med en bandbredd på 0,3 - 3,4 kHz + 0,9 kHz (vaktintervall), dvs. fv = 4 kHz. Samplingsklockans frekvens är fт = 2fв = 8 kHz. Varje sampel överförs i 8 bitar, vilket innebär att PM -signalen kan överföras med en hastighet av ft × 8 bitar = 8 × 103 × 8 = 64 kbit / s. Detta är överföringshastigheten för en PM -kanal. Sampel sänds som åttabitars binära tal erhållna genom att kvantisera samplen. Eftersom kvantisering har ett begränsat antal nivåer, och även begränsningar för max och min är det uppenbart att den kvantiserade signalen inte är korrekt. Skillnaden mellan det sanna samplingsvärdet och dess kvantiserade värde är kvantiseringsbruset. Värdet på kvantiseringsbruset beror på antalet kvantiseringsnivåer, signalens förändringshastighet och valet av kvantiseringssteget.
På frekvensdelningsmultiplex(FDM) var och en av meddelandena som ska överföras upptar bandbredden för en standard PM -kanal. Vid processen att bilda gruppsignalen tilldelas varje kanalsignal ett frekvensband som inte överlappar med spektra för andra signaler. Sedan det totala frekvensbandet N-kanalgruppen kommer att vara lika med. Om vi antar att enkel sidbandsmodulering tillämpas och varje kanalsignal upptar en bandbredd, får vi för basbandsspektrumet
Basbandssignalen omvandlas till en linjär signal s l (t) och sänds över en kommunikationslinje (överföringsväg). På den mottagande sidan, efter omvandling av den linjära signalen till en gruppsignal, använder den senare bandpasskanalfilter Ф TILL(se Fig.11.1) med bandbredd och demodulatorer D TILL konverteras till ett kanalmeddelande som vidarebefordras till mottagarna av meddelandena.
Till ingången på den mottagande enheten i Av th -kanalen, alla signaler N kanaler. För att separera signaler utan ömsesidig störning, var och en av filtren Ф i måste passera utan dämpning endast de frekvenser som tillhör det givna i–Denna kanal; frekvens för signaler för alla andra kanaler filter Ф i måste undertrycka. På grund av ofullkomliga egenskaper hos bandpass -kanalfilter uppstår ömsesidig överhörning mellan kanaler. För att minska denna störning till en acceptabel nivå är det nödvändigt att införa vaktfrekvensintervall mellan kanaler. I moderna flerkanaliga telefonkommunikationssystem tilldelas varje kanal ett frekvensband på 4 kHz, även om frekvensspektrumet för sända talsignaler är begränsat till ett band på 300 ... 3400 Hz, dvs signalspektrumets bredd är 3,1 kHz. Så i detta fall = 0,9 kHz. Detta innebär att cirka 80% av överföringsvägens bandbredd används effektivt i flerkanaliga FDM -system. Dessutom är det nödvändigt att tillhandahålla en mycket hög grad av linjäritet för hela gruppvägen.
På tidsindelning av kanaler(VRK) en gruppväg som använder synkrona omkopplare för sändaren och mottagaren tillhandahålls växelvis för att sända signaler för varje kanal i flerkanalssystemet. Blockschemat för ett flerkanaligt överföringssystem med en VRM visas i fig. 11.2.
Som kanalsignaler i system med en TDM används sekvenser av modulerade pulser som inte överlappar i tid (till exempel i amplitud). Samlingen av kanalsignaler bildar en basbandssignal.
Med tidsindelning är överhörning mellan kanaler också möjlig, vilket främst beror på två skäl. Den första anledningen är ofullkomligheten hos frekvenssvaret och fasresponsen hos överföringsvägen, och den andra är ofullkomligheten i synkroniseringen av omkopplarna på de sändande och mottagande sidorna. För att minska nivån på ömsesidig störning i TDM är det också nödvändigt att införa vakttidsintervaller. Detta kräver en minskning av pulslängden för varje kanal och, som en konsekvens, en expansion av signalspektrumet. Så, i flerkanaliga telefonkommunikationssystem, bandet med effektivt använda frekvenser F B= 3100 Hz. I enlighet med Kotelnikovs samplingssats är den lägsta samplingshastigheten f D = 2f B= 6200 Hz. Men i verkliga system väljer man f D= 8 kHz (med marginal).
Teoretiskt sett är FDD och FDK ekvivalenta när det gäller effektiviteten att använda frekvensspektrumet, men under verkliga förhållanden är system med FDK något sämre än system med FDK i denna indikator på grund av svårigheterna att minska nivån på ömsesidig störning under signal separation. System med VRM har emellertid en obestridlig fördel på grund av det faktum att de på grund av skillnaden i tidpunkten för överföring av signaler från olika kanaler inte har övergående brus av olinjärt ursprung. I VRC -system är toppfaktorn lägre. Dessutom är PRK -utrustningen mycket enklare än PRK -utrustningen. Den mest utbredda tillämpningen av VRM finns i digitala överföringssystem med PCM.
Ett särskilt fall av tidsindelning är fasavskiljning av signaler, där endast tvåkanalsöverföring kan tillhandahållas.
I det allmänna fallet kan signaler som upptar ett gemensamt frekvensband och sänds samtidigt separeras om villkoret för deras linjära oberoende eller villkoret för ortogonalitet är uppfyllt.
Dessa krav är uppfyllda vågformer... Formformade digitala flerkanalsystem använder ortogonala sekvenser i form av Walsh-funktioner. Generalisering av separationen genom form är asynkrona-adress kommunikationssystem(AACC). I sådana system realiseras bandbreddsreserverna som härrör från de "lågaktiva" abonnenterna lätt. Så till exempel är det möjligt att organisera ett 1000-kanals kommunikationssystem, där alla 50-100 av tusen prenumeranter samtidigt sänder.
På kombinerad separationsmetod gruppsignalen är en visning av vissa kombinationer av diskreta kanalmeddelanden med hjälp av nummer som motsvarar kombinationsnumret. Dessa nummer kan överföras med hjälp av alla typer av digitala moduleringssignaler. Till exempel för binära koder (m = 2) och antalet kanaler N = 2 ett gruppmeddelande kan anta möjliga värden som motsvarar olika kombinationer av nollor och enor: 00, 01, 10, 11. För N-kanalsystem kräver olika värden för den modulerade parametern (frekvens, fas). I det allmänna fallet är det möjligt att samtidigt modulera flera parametrar för bäraren, till exempel amplitud och fas, frekvens och fas, etc. Blockdiagrammet för ett flerkanalssystem med kombinations (kod) division (komprimering) visas i fig 11.3.
Figur 11.3. Blockdiagram över ett flerkanalssystem med kombinationsförsegling
På senare tid har ett stort intresse visats för system amplitud-fas modulering(AFM) som kan implementeras med ett kvadraturmoduleringsschema. I AFM -system, under överföringsintervallet för en elementär signal, antar dess fas och amplitud värden valda från ett antal möjliga diskreta värden på amplituder och faser. Varje kombination av amplitud- och fasvärden representerar en av flerpositionsbasbandssignalerna med en kodbas. AFM-signaler kan också genereras genom flernivåamplitud- och fasmodulering av två kvadratur (fasförskjutna av) bärvågsfrekvensoscillationer.
Under de senaste åren har teorin också utvecklats framgångsrikt signalkodstrukturer(SCC), som syftar till att öka överföringshastigheten och bullerimmuniteten med betydande begränsningar av energi och upptaget frekvensband. CCM -teorin diskuteras i kapitel 11.
Frekvensuppdelning av signaler. Funktionsdiagrammet för det enklaste flerkanaliga kommunikationssystemet med frekvensseparation av kanaler visas i fig. 9.2.
Låt oss spåra huvudstadierna i bildandet av signaler, såväl som förändringen i dessa signaler i överföringsprocessen. För det första, i enlighet med de sända meddelandena, modulerar de primära (individuella) signalerna med energispektra Gi (ω), G2 (ω), ..., GN (ω) underbärvågorna co & för varje kanal. Denna operation utförs av modulatorerna M1, M2, ....., MN -kanalsändare. Spektra gk (ω) för kanalsignalerna som erhålls vid utsignalen från frekvensfiltren Φ 1, Φ 2, ..., Φ N upptar respektive frekvensband Δω 1, Δω 2, ..., Δω N ( Fig. 9.3), som i det allmänna fallet kan skilja sig i bredd från spektra av meddelanden Ω 1, Ω 2, ..., Ω N. För bredbandstyper av modulering, till exempel FM, är spektrumbredden Δω k ≈2 (β + 1) Ω k, för OM, Δω k = Ω k, dvs i allmänhet Δω k ≥ Ω k För enkelhet , antar vi att OM används (som vanligt i kabelsystem för flerkanalskommunikation med frekvensdelning), d.v.s.
Δω k = Ω och Δω = NΩ. (9.11)
Vi antar att spektra för enskilda signaler är ändliga. Sedan är det möjligt att välja underbärare av frekvenser ω k så att banden Δω 1, ..., Δω 1 inte överlappar i par. Under detta tillstånd är signalerna s k (t) (k = 1, ..., N) inbördes ortogonala. Sedan summeras spektra g 1 (ω), g 2 (ω), ..., g N (ω) och deras kombination g (ω) matas till gruppmodulatorn (M). Här överförs spektrumet g (ω) med hjälp av oscillationen av bärfrekvensen ω 0 till det frekvensområde som tilldelats för överföring av denna kanalgrupp, dvs gruppsignalen s (t) omvandlas till en linjär signal s L (t) Varje form av modulering.
Vid den mottagande änden matas den linjära signalen till gruppdemodulatorn (mottagare Π), som omvandlar spektrumet för den linjära signalen till spektrumet för gruppsignalen g (ω). Basbandsignalens spektrum delas sedan igen med hjälp av frekvensfilter Φ 1, Φ 2, ..., Φ N i separata band ω k motsvarande de enskilda kanalerna. Slutligen omvandlar kanaldemodulatorerna D spektra för signalerna gk(ω) till spektra för meddelanden Gk(ω) avsedda för mottagarna.
Av ovanstående förklaringar är det lätt att förstå innebörden av frekvensmetoden för kanalseparation. Eftersom vilken riktig kommunikationslinje som helst har en begränsad bandbredd, allokeras en viss del av den totala bandbredden vid flerkanalsöverföring till varje enskild kanal.
På mottagarsidan verkar signaler från alla kanaler samtidigt och skiljer sig åt i positionen för deras frekvensspektra på frekvensskalan. För att separera sådana signaler utan ömsesidig störning måste mottagarenheterna innehålla frekvensfilter. Vart och ett av filtren Φl måste passera utan dämpning endast de frekvenser ω∈Δωk som hör till signalen för denna kanal; frekvenserna för signaler från alla andra kanaler ω∉Δω k måste undertryckas av filtret.
Frekvensseparation av signaler med ideala bandpassfilter kan matematiskt representeras enligt följande:
där g k (t) är impulsresponsen för ett idealiskt bandpassfilter som passerar frekvensbandet A k utan distorsion. Uttryck (9.12) sammanfaller med (9.6) för viktfunktionen η k (t, τ) = g k (t-τ). I spektraldomänen motsvarar transformation (9.12) multiplicering av spektrumet för gruppsignalen med den formade överföringsfunktionen (se fig. 9.3).
Så ur synvinkeln på möjligheten till fullständig separering av signaler från olika kanaler är det nödvändigt att ha sådana filter Φ k, vars bandbredd helt motsvarar bredden på signalspektret ωω k; filtret Φ k ska inte reagera på harmoniska komponenter utanför ωω k -bandet. Detta betyder att signalenergin sk är helt koncentrerad inom det begränsade bandet Aωk som är allokerat till den k:te kanalen. Om båda dessa villkor var uppfyllda, skulle det med hjälp av frekvensfilter vara möjligt att separera signalerna från olika kanaler utan ömsesidig interferens. Ingen av dessa villkor är emellertid i grunden opraktisk. Resultatet är ömsesidig störning mellan kanaler. De uppstår både på grund av ofullständig koncentration av k-th-kanalens signalenergi inom ett givet frekvensband Δωk, och på grund av ofullkomligheten hos riktiga bandpassfilter. Under verkliga förhållanden är det också nödvändigt att ta hänsyn till ömsesidig interferens av olinjärt ursprung, till exempel på grund av olinjäriteten hos gruppkanalens egenskaper.
För att reducera det transienta bruset till en acceptabel nivå är det nödvändigt att införa skyddande frekvensintervall Δω prote (Fig. 9.4). I moderna flerkanaliga telefonsystem tilldelas till exempel varje telefonkanal ett 4 kHz frekvensband, även om frekvensspektrumet för överförda ljudsignaler är begränsat till ett band från 300 till 3400 Hz, dvs spektrumbredden är 3,1 kHz. Mellan frekvensbanden för intilliggande kanaler tillhandahålls intervall på 0,9 kHz, utformade för att minska nivån av ömsesidig interferens vid filtrering av signaler. Detta innebär att i flerkanaliga kommunikationssystem med frekvensdelningssignaler används endast cirka 80% av kommunikationslinjens bandbredd effektivt. Dessutom måste en mycket hög grad av linjäritet för hela basbandssignalvägen säkerställas.
Tidsdelning av signaler. Principen för tidsdelning av signaler är mycket enkel och har länge använts inom telegrafi. Den består i det faktum att med hjälp av omkopplaren K tillhandahålls den första gruppvägen i sin tur för att sända signalerna för varje kanal i flerkanalssystemet *. Vid överföring av kontinuerliga meddelanden används tidssampling (pulsmodulering) för tidsindelning. Först sänds signalen (pulsen) för den 1:a kanalen, sedan nästa kanal, och så vidare tills den sista kanalen numrerad N, varefter den 1:a kanalen slås på igen och processen upprepas periodiskt (fig. 9.5).
* (I modern utrustning används mekaniska omkopplare praktiskt taget inte. Istället används elektroniska växlar, gjorda till exempel på skiftregister.)
Vid mottagaränden installeras en liknande switch K pr, som i sin tur ansluter gruppvägen till mottagarna för motsvarande kanaler. Mottagaren för varje k-ro-kanal bör endast anslutas under k-ro-signalöverföringens längd och stängas av resten av tiden, medan signalerna i andra kanaler överförs. Detta innebär att för normal drift av ett flerkanaligt tidsdelningssystem är synkron och fasfunktion av omkopplarna på mottagnings- och sändarsidan nödvändig. Ofta, för detta, är en av kanalerna upptagen för överföring av speciella synkroniseringspulser, avsedda för tidskoordinerad drift av K trans och K pr.
I fig. 9.6 visar tidsdiagrammen för ett tvåkanals system med AIM. Meddelandebäraren här är en sekvens av pulser (med en period T 0 = 1 / 2F max) som anländer till en pulsmodulator (MI) från en klockpulsgenerator (GTI). Gruppsignalen (Fig. 9.6, a) matas till omkopplaren K pr. Den senare spelar rollen som "tillfälliga" parametriska filter eller switchar, vars överföringsfunktion K k (Fig. 9.6.6) ändras synkront (med en period T 0) och i fas med ändringar överföringsfunktion K lane:
Detta betyder att endast kth pulsdetektor ID-k är ansluten till överföringsvägen inom varje tidsintervall Atk. Mottagna som ett resultat av detektering s k (t) meddelanden anländer till mottagaren av meddelanden PS-k.
Operatören π k, som beskriver funktionen av nyckelfiltret, skär ut från signalen s (t) intervallerna Atk som följer med perioden T0 och kasserar resten av signalen. Det är lätt att verifiera att det kan representeras i formuläret (9.6) if
Här, liksom tidigare, betecknar Δtk det intervall under vilket signalerna från den k:te källan sänds.
Med tidsdelning beror ömsesidig interferens främst på två skäl. Den första är att linjära distorsioner som härrör från det begränsade frekvensbandet och ofullkomligheten hos amplitudfrekvens- och fasfrekvensegenskaperna hos alla fysiskt genomförbara kommunikationssystem kränker signalernas impulsart. Om spektrumet är begränsat under överföringen av modulerade pulser med begränsad varaktighet, kommer pulserna att "spridas ut" och istället för pulser med begränsad varaktighet kommer vi att få processer som förlängs oändligt i tid. Med tidsdelning av signaler kommer detta att leda till det faktum att pulserna i en kanal kommer att överlagras på pulserna i andra kanaler (fig 9.7). Med andra ord uppstår ömsesidig överhörning eller intersymbolinterferens mellan kanalerna. Dessutom kan ömsesidig interferens uppstå på grund av ofullständig synkronisering av klockpulserna på sändnings- och mottagningssidan.
För att minska nivån på ömsesidig störning är det nödvändigt att införa "vakt" -intervaller, vilket motsvarar en viss spridning av signalspektret. Så i flerkanaliga telefonsystem är bandbredden för de effektivt överförda frekvenserna F = 3100 Hz; i enlighet med Kotelnikov-satsen, minimivärdet f 0 = 2F = 6200 Hz. I riktiga system väljs emellertid pulsrepetitionshastigheten med viss marginal: f 0 = 8 kHz. För att överföra sådana pulser i enkelkanalsläge krävs en bandbredd på minst 4 kHz. Med tidsdelning av kanaler upptar signalen från varje kanal samma frekvensband, vilket bestäms under idealiska förhållanden enligt Kotelnikov -satsen från relationen (utan att ta hänsyn till synkroniseringskanalen)
Δt k = T 0 / N = 1 / (2F totalt), (9,15)
där F totalt = NF, vilket sammanfaller med den totala systembandbredden i frekvensdelning. Även om teoretiskt sett gör tid och frekvensseparation det möjligt för en att uppnå samma effektivitet vid användning av frekvensspektrumet, men för närvarande, tidsavskiljande system (separation är sämre än frekvensseparationssystem i denna indikator.
Samtidigt har tidsdelningssystem en obestridlig fördel på grund av det faktum att på grund av skillnaden i tidpunkten för överföring av signaler från olika kanaler finns det ingen överhörning av olinjärt ursprung. Dessutom är tidsdelningsutrustning mycket enklare än frekvensdelning, där det för varje enskild kanal krävs lämpliga bandpassfilter, som är svåra att implementera med hjälp av mikroelektronik. En viktig fördel med tidsindelningssystem är den betydligt lägre kamfaktorn. Tidsdelning används i stor utsträckning vid överföring av kontinuerliga meddelanden med analog pulsmodulering, och speciellt i digitala PCM-system.
Observera också att den totala effekten P totalt för den mottagna signalen s (t) är nödvändig för att säkerställa den angivna troheten i närvaro av fluktuationsstörningar, både med frekvens- och tidsindelningar (liksom med andra system som behandlas nedan med linjär division) i idealfallet i N gånger större än effekten P för enkanalsöverföring med samma moduleringstyp P totalt = NP. Detta är lätt att förstå, eftersom när de oberoende signalerna läggs till ökar deras krafter. Faktum är att, på grund av överhörning, mottagningssäkerheten i ett flerkanalssystem under detta tillstånd är något lägre än i ett enkanalssystem. Genom att öka signaleffekten i ett flerkanaligt system är det omöjligt att minska effekten av överhörning, eftersom i detta fall kraften hos den senare också ökar, och vid olinjärt brus växer den ännu snabbare än signaleffekten.
Fasavskiljning av signaler. Betrakta nu en uppsättning sinusformade signaler:
Här är informationen som ska sändas innesluten i förändringar i amplituden Ak (amplitudmodulering), bärvågsfrekvensen för signalerna ω 0 är densamma och signalerna skiljer sig i de initiala faserna φ k.
Bland uppsättningen N -signaler (9.16) är endast två signaler linjärt oberoende; alla n> 2 -signaler är linjärt beroende. Detta betyder att vid en bärvågsfrekvens ω 0 för godtyckliga värden för amplituderna Ai och Ak och faserna φ i och φk, kan endast tvåkanalsöverföring * tillhandahållas.
* (Separation av signaler vid fasta värden för amplituder Ai och faser φ i diskuteras i § 9.5.)
I praktiken används värdet φ 2 - φ 1 = π / 2 huvudsakligen:
si (t) = Ai sin ω 0 t; s 2 (t) = A 2 sin (ω 0 t + π / t) = A 2 cos ω 0 t, (9,17)
I detta fall är signalerna s 1 (t) och s 2 (t) ortogonala, vilket underlättar implementeringen av systemet och förbättrar dess energiprestanda.
